1 引言
多电平脉宽调制(pwm)控制技术是多电平变换器研究的关键核心技术。对于传统两电平变换器的pwm控制而言，其方案有许多种，当微处理器应用于pwm技术实现数字化以后，又有新的pwm技术出现。从追求电压波形的正弦，到电流波形的正弦，再到磁通的正弦，从效率最优，转矩脉动最少，再到消除噪音等。目前，常用的两电平pwm算法有载波调制法、电压空间矢量调制法、优化目标函数调制法等[1]。
这些pwm控制思想也可推广到多电平变换器的控制中。由于多电平变换器的pwm控制方法是和其拓扑紧密联系的，不同的拓扑有不同的特点，具有不同的性能要求。但归纳起来，多电平变换器pwm技术主要对两方面的目标进行控制:第一为输出电压的控制，即变换器输出的脉冲序列在伏秒意义上与参考电压波形等效;第二为变换器本身运行状态的控制，包括电容的电压平衡控制、输出谐波控制、所有功率开关的输出功率平衡控制、器件开关损耗控制等。
多电平变换器的pwm控制方法主要有:载波pwm方法、空间电压矢量(svm)法和优化pwm方法等。另一方面，载波调制法和空间矢量调制法在一定条件下又具有内在的联系和一致性。
2 多电平载波pwm技术
载波调制pwm控制技术是通过载波和调制波的比较，得到开关脉宽控制信号。多电平变换器载波pwm控制策略，是两电平载波spwm技术在多电平中的直接推广应用。由于多电平变换器需要多个载波，因此在调制生成多电平pwm波时有两类基本方法:第一类方法，首先多个幅值相同的三角载波叠加，然后与同一个调制波比较，得到多电平pwm波，即载波层叠法(carrier disPOSTTTION pwm)，这类方法可直接用于二极管箝位型多电平结构的控制，对其它类型的多电平结构也可适用;第二类方法，用多个分别移相、幅值相同的三角载波与调制波比较，生成pwm波分别控制各组功率单元，然后再叠加，形成多电平pwm波形，称为载波移相法(phase shift carrier pwm)，一般用在h桥串联型(级联型)结构、电容箝位型结构。图1(a),(b)为这两种结构的模块示意图。图1中虚线标出部分为一组载波调制后的pwm控制单元。
图1 两种多电平结构及单元模块
同时，多电平载波pwm方法还需要实现其它的控制目标和性能指标，如电容电压的平衡、优化输出谐波、提高电压利用率，开关管功率平衡等。解决途径主要有以下两方面。第一是在多载波上想办法，即可以改变三角载波之间的相位关系，如各载波同相位、交替反相、正负反相、以及载波移相。第二是在调制波上加入相应的零序分量。第三是对于某些特殊的结构，如h桥级联型结构、电容箝位型结构、以及层叠式多单元结构，这些结构当桥臂上输出相同的电压时，可以有多个不同的开关状态组合对应，不同的开关状态组合对上述一些性能指标的影响是不同的，选择适当的开关状态组合就可以实现上述目标。
2.1 三种载波层叠pwm方式
在载波层叠法中，根据三角载波之间相位关系的排列不同，可以有三种载波层叠pwm方式:
(1) 同相层叠方式(phase disPOSTTTION)，即所有载波以相同的相位上下排列叠加;
(2) 正负反相层叠式(phase opPOSTTTION disPOSTTTION)，这种方法是使零值以上的载波相位和零值以下的载波相位相反;
(3) 交替反向层叠式(alternative phase opPOSTTTION disPOSTTTION)，这种方式是指所有相邻载波的相位都相反。载波移相法(ps)和交替反相层叠的方式非常类似，图2(a)，(b)，(c)，(d)所示为四种调制方式的五电平载波pwm示意图[10][28]。
图2 各种五电平载波调制示意图
2.2 四种载波pwm方法的谐波分析
这四种载波pwm方法在输出谐波方面有所不同。利用双边傅立叶分析[3]，可以得出这四种载波方法的各次谐波的值，从而得出他们在谐波消除方面的优劣。这里给出结论:
(1) 载波同相层叠方式(pd)的谐波性能最好，尤其是线电压谐波性能。交替反向层叠式(apod)次之，正负反相层叠式(pod)效果最差;
(2) apod和ps有相同的谐波性能，前提是在一个基波周期内总的开关次数相同;
(3) 在ps方式下，通过不连续的控制波与移相载波的比较，可以得到类似pd方式的谐波性能。
2.3 载波移相(ps)方式的优点
虽然通过一定的方式将控制波分解，使得ps方式下获得类似于pd方式的谐波消除效果，但这显然失去了ps方式的模块化的优点。载波移相(ps)方式已经成为h桥多电平电路的标准pwm控制方法，与其它的pwm控制方法相比，有以下的优点:
(1) 在任何的调制比下(任何频率下)保证相同的输出电压和开关频率。而其它的载波方式在调制比降低时，会出现部分单元桥没有pwm电压输出，造成输出电压的开关频率下降，使得输出电压的谐波含量增加。
(2) 单元桥之间没有输出功率不平衡的问题。因为在ps方式下，各级之间的输出电压的pwm波形基本一致。而其他方式则会出现不一致，使得不同级层的单元桥的功率不同;
(3) 与主电路的模块化结构相一致，ps载波比较pwm方式中针对各个单元的载波和调制波也呈现模块化的结构;
(4) 对于同样的载波频率，ps方式的输出电压的频率是载波频率的n倍(n为串联单元数，当载波移相等于2π/n)。
对于无中线的三相对称系统，在三相电压中加入三的倍数次谐波时，不会影响负载电压波形。基于此，在正弦调制波中加入不同的零序分量可以实现载波调制的优化控制。优化目标主要包括考虑中点电压平衡的优化、以提高电压利用率为目标的优化、降低开关损耗的优化等[4][5][6]。以二极管箝位型结构、电容箝位型结构、以及层叠式多单元结构为例，由于开关特性的非理想性、负载波动以及电容参数的偏差，某一时刻逆变器输出的电流大小和方向会影响与之相关的电容电压的大小，因此需考虑箝位电容电压平衡的控制问题。这样，在三相正弦调制波中叠加零序分量，不影响输出的线电压大小，且可以控制相应电容的充放电状态，实现电容电压的平衡控制。
在两电平pwm当中，还有特定谐波优化pwm、电流滞环pwm等基于另外一种思路的优化pwm方法。对于多电平变换器，也可以采用优化pwm技术，如特定谐波消去pwm方法、多级电流滞环的方法[9]，这其中以特定谐波消去法(selected harmonic elimination pwm)较常用。
多电平特定谐波消去法(shepwm)是以优化输出谐波为目标的优化pwm方法，和两电平特定谐波消去法类似，它也是通过在预先确定的时刻实现特定开关的切换，从而产生预期的最优spwm控制，以消除选定的低频次谐波。是一种基于傅立叶级数分解、计算得到开关时刻的pwm方法。为了消除偶次谐波，同时考虑消除谐波中的余弦项以简化计算，一般采用1/4周期对称波形，当选择几个特定的开关切换角时，就可以得到一个输出波周期的pwm脉冲序列。然后通过离线的数值解法计算得到各个频率的开关切换时间，最终通过查询表格的方法来数字实现[7][8]。
3 多电平空间矢量pwm技术
空间电压矢量(space vector pwm)法和载波调制等方法不同，它是从电动机的角度出发的，以三相对称正弦电压供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们比较的结果决定逆变器的开关，形成pwm波形。由于它把逆变器和电机看成一个整体来处理，便于微机实时控制，并具有转矩脉动小，噪音低，电压利用高的优点，因此目前无论在开环控制系统还是闭环控制系统中均得到广泛应用[1]。
这一思想也可以用来分析三相多电平逆变器供电时异步电机气隙中磁通矢量的运行轨迹。
3.1 多电平变换器的空间矢量模型[12]
三相多电平变换器的电路模型是一个三相电压源，这个电压源的每一相可以输出多级的直流电平，对于一个n电平变换器，假设每一级的电平值为，则每相可以输出0，e，2e……，(n-1)e，共n种不同的电平值，典型的多电平变换器带三相对称负载的开关模型如图3所示。
图3 多电平变换器开关模型
在图3中定义三相的开关函数为sa, sb, sc,且sa,b,c =｛0，1，…n－1｝，三相输出可分别表示为ua＝sa×e、ub＝sb×e、uc＝sc×e
以变换器直流侧最低电位为参考零点o，则每一相输出的电平序数可以表示为0，1，……(n-1)。则在α-β直角坐标系下，多电平变换器三相输出用前述传统的空间矢量定义为:
根据这个定义，可以得到多电平变换器的输出空间状态矢量图，而且可知，三相多电平变换器有n3种输出开关状态，对应个基本矢量。图4所示为四电平变换器空间矢量图。
本文关键字：技术 变频电源，变频技术 - 变频电源
上一篇：谐波的实用抑制措施及滤波器的应用
