μPC1888的21、22、23脚内外电路组成行振荡器，在23脚上获得行频锯齿波脉冲，为了稳定行振荡频率，该机设有自动频率控制电路（AFC），AFC电路的作用是将18脚输入的行逆程脉冲与26脚行同步信号进行相位比较，经μPC1888的24脚外接滤波电容C401滤波，产生的误差控制信号，去控制行振荡器的振荡频率，使行振荡器产生的振荡频率与行同步信号同步。最后，行频信号经缓冲后由17脚输出，作为行输出电路的激励信号。
μPC1888内的行振荡器具有行频自动同步功能，当显示器工作在不同的显示模式时，μPC1888内的行振荡器可以根据输入的行同步信号自动改变行振荡频率，时刻与输入信号保持同步。
2.行激励与行输出电路
参见图10-6所示的行输出电路图。
由行场扫描电路μPC1888的17脚输出的行激励脉冲H-OUT经Q414倒相，Q411、Q413缓冲后，从Q411、Q413的发射极输出，经R421、C422、C416、R424加至行推动管Q402的基极，其集电极上的波形为矩形波，该矩形波经行推动变压器T401耦合，使行输出管Q403工作在周期性开关状态。R425、C415为阻尼电路，防止寄生振荡，以免Q402截止期间因其集电极尖峰电压过高而损坏，R426为限流熔断电阻。
该机采用DDD行输出电路，D408内上半部的二极管、C418为DDD型行输出电路的第一个逆程谐振回路的阻尼二极管和逆程电容，D408内下半部的二极管和C419为第二个谐振回路的阻尼管和逆程电容。同行偏转线圈相串联的L401为行线性电感，R456、C430、D404用于防止回路的寄生振荡。
重点提示
为了确保不同行频时行激励电路为行输出管提供的激励脉冲保持稳定，该机设置了行激励供电控制电路。
当行频较高时，微处理器ICI01（ UM6861）的28脚输出的控制电压占空比较低，经R141、C128平滑滤波后，获得的直流控制电压较低。该直流控制电压经R466使Q424导通程度降低，进而使Q425导通程度下降，其集电极输出的电压较低。此时，行激励电路的供电主要是由14.5V电压经R426限流，再经C414滤波后获得相对较低的电压提供。
当行频较低时，微处理器IC101的28脚输出的控制电压占空比增大，经R141、C128平滑滤波后，获得的直流控制电压升高。该直流控制电压经R466使Q424导通程度增大，进而使Q425导通程度增强，其集电极输出的电压升高，即C414滤波获得的行激励供电升高，从而避免了行频不同引起激励脉冲变化较大，损坏行输出管Q403的现象。
3.延伸性失真及自动S电容切换电路
参见行输出电路图。
延伸性失真动态校正电路用以校正不同行频时出现的延伸性失真，它是通过切换S校正电容容量的大小来实现的。电路中，C425、C458、C438、C453、C439、C429为S校正电容，是形成行偏转电流的能量提供者。其中，C458、C438、C453、C439、C429是否接入电路，由微处理器IC101从18～22脚（CS0～CS4）输出的电平进行控制。
显示模式变化使行频处于最低范围期间，微处理器IC101输出的S校正电容控制信号CSO～CS4均为低电平。其中：CSO为低电平时，控制Q426截止，Q426集电极输出高电平，控制N沟道场效应管Q418导通，将C458接入电路中；CS1为低电平时，使加到IC403 （LM324）反相输入端2脚的电压为低电平，IC403的1脚输出高电平，控制Q427导通，继电器RY401线圈得电，其两组开关的触点均吸合，将S校正电容C438和逆程电容C428均接入电路；CS2为低电平时，Q423截止，Q417导通，将C453接入电路中。CS3为低电平时，使加到IC403 （LM324）反相输入端6脚的电压为低电平，IC403的7脚输出高电平，控制Q412导通，将C439接入电路中；CS4为低电平时，使加到IC403 （LM324）反相输入端9脚的电压为低电平，IC403的8脚输出高电平，控制Q410导通，将C429接入电路中；此时，不受控S校正电容C425与受控的S校正电容，C458、C438、C453、C439、C429全部参与行延伸性失真的校正，使S校正电容的容量最大。
显示模式变化使行频处于最高范围期间，控制信号CSO～CS4均为高电平。控制S校正电容C458、C438、C453、C439、C429全部断开，此时，行延伸性失真的校正仅由不受控S校正电容C425完成，使S校正电容的容量最小。
显示模式变化使行频处于某一范围时，IC101输出的S校正电容控制信号CS0～CS4有的为高电平，有的为低电平，使受控S校正电容有的能够接入电路中，有的不能接入电路中。最终使S校正电容的容量随行频升高而自动减小，行频下降时自动增大，自动校正不同行频时产生的延伸性失真。
4.行逆程电容控制电路
如上所述，在行频较低期间Q427导通。Q427导通后，继电器RY401内的触点吸合，使受控行逆程电容C428接入电路中，使行逆程电容的容量增大，以避免行频变低瞬间引起行逆程脉冲过高带来的危害。在行频较高期间Q427截止。Q427截止后，继电器RY401内的触点释放，受控行逆程电容C428脱离电路，使行逆程电容的容量减小，以避免行频变高瞬间引起行逆程脉冲过低对电路带来的影响。
5.行扫描电流非线性失真
参见行输出电路图。
行偏转线圈、行输出管和阻尼管存在一定的内阻，随着行扫描电流Iy的增大，Iy就会逐渐偏离直线，使行偏转线圈两端的电压下降，导致扫描到荧光屏右侧时的速度变慢，从而产生了右边压缩 的现象，这种失真称为行扫描电流非线性失真。彩色显示器行线性失真的补偿方法是在偏转线圈回路中串接一只行线性补偿电感（磁饱和电感）。
（1）校正过程行线性校正变压器L401次级绕组与行偏转线圈H-DY串联后，电路中总的感抗相当于L401次级电感与H-DY之和。当行偏转电流Iy较小期间，L401次级感抗较大，对电流阻的电流较大，绕组上产生的压降较大，使行偏转线圈H-DY两端的电压保持一定值，使Iy按线性增大。随着Iy增大，L401次级绕组的磁通饱和加强，使电感量下降，即L401次级绕组两端压降随着Iy增大而减小。当行偏转线圈H-DY两端产生的压降增大量与L401次级绕组两端减小量相当时，就可使H-DY两端的电压随电流作线性变化，从而校正了正程扫描后半段引起的非线性失真。
（2）动态校正动态校正的目的是校正显示器在不同行频时的非线性失真行频最低期间，二次电源推挽管Q912、Q915的发射极输出行激励电压（参见开关电源电路图）的占空比最小，经C941耦合到Q407极，使Q407导通程度最低，L401初级绕组上产生的电流最小，使L401次级绕组的感抗最大，对非线性失真校正的能力最强。
行频最高期间，Q912，Q915的发射极输出的激励电压的占空比达到最大，经C941耦合到Q407极，使Q407导通程度最大，IA01初级绕组上产生的电流最大，使L401次级绕组的感抗最小，对非线性失真校正的能力最低。实现不同模式下行扫描电流非线性失真的补偿。
6.对称性失真校正电路
参见行输出电路图。
对称性水平几何失真包括枕形失真、梯形失真、角部对称失真（上角部失真、下角部失真）等。
这类失真相对于光栅中心是对称的。这些失真校正信号在μPC1888内部产生，并通过5脚输出，失真的校正量可通过IIC总线进行控制。
（1）枕形失真校正电路μPC1888的5脚输出的场频抛物波信号经R431加以Q406的基极，经Q406倒相放大后，由Q404c极输出的电流在R433两端产生的压降，再经Q405倒相放大后，使C4431两端电压按下凹场抛物波形状变化，通过电感L402，进而控制C425两端电压按上凸场抛物波形状变化，将行偏转线圈H-DY中的锯齿波电流被调制成“桶状”波形，达到了枕形失真校正的目的。
（2）梯形失真校正电路在μPC1888内部设有梯形失真校正电路，由此电路产生场频锯齿波幅度、斜率及相位可调的包络调制信号，通过调节场频抛物波包络波形的对称性或不对称性，使光栅呈现矩形状，达到梯形失真校正的目的。也就是说，μPC1888的5脚输出的场频抛物波是经过梯形校正电路处理的，所以可校正梯形失真。
（3）角部失真校正电路在μPC1888内部设有角部失真校正电路，产生的四角峰值枕校调制电压，叠加在场频抛物波包络信号上，通过调制行扫描锯齿电流，使电子束在四角扫描时通过减小角速度，使光栅扫描线在屏幕上各点的线速度相等，达到四个边角峰值枕形失真校正的目的。
7.非对称性失真校正电路
水平非对称性几何失真主要是指平行四边形失真、不对称枕形失真（枕校不平衡失真）和不对称角部失真（不对称上角失真和不对称下角失真）。
非对称性失真不能使用对称性失真校正的方法进行校正，因为对称性失真校正的方法是通过动态控制光栅行幅的变化达到校正失真的目的。行幅的调整相对与光栅中心是对称的，即校正电路控制光栅行幅变宽时，左右两侧同时向外伸展。而光栅的非对称性水平几何失真是一侧凸起，另一侧 凹进。因此，采用动态控制行幅的方法对非对称性水平几何失真是无能为力的。
非对称性失真是通过动态控制μPC1888的17脚行相位实现的。在μPC1888内部，产生的平行四边形和枕校不平衡失真校正信号（场频锯齿波和抛物波）加入到行AFC锁相环路，通过控制AFC电路中行振荡信号与行逆程脉冲之间的延时，从而控制17脚输出行激励信号的相位，可使图像的中心按失真校正信号波形的规律变化，即可实现水平不平衡失真校正的目的。非对称性失真的调整量可由微处理器通过IIC总线控制μPC18887失真校正信号的幅度和相位来实现。
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