在电子信息技术不断发展的市场前景下，模块电源小型化已成为各项技术不断追求和发展的目标。为了减小电源所占的空间，提高便携式设备的待机时间，模块电源必须朝着小型化且高效率的方向发展。
提高MOSFET的开关频率可降低电路的储能需求，减小电感电容等无源器件的体积，进而减小开关电源的体积。但传统的方波驱动电路只适用于兆赫兹以下等级的开关频率，当开关频率继续增加时，传统方波驱动电路的驱动损耗会急剧增加，严重影响整体电路的效率。当开关频率达到5 MHz以上时，电路甚至无法正常工作。为了解决上述问题，此处提出了一种针对普通的同步Buck拓扑的双管正弦波谐振驱动电路，解决了主开关管高边驱动的问题，且针对所提出的驱动方式采用ON-OFF电压滞环的闭环控制方式。
2 同步Buck电路及其驱动电路
2．1 同步Buck电路
图1示出主电路所采用的同步Buck拓扑结构图。与常规的Buck电路相比，同步Buck电路采用MOSFET VQ2替代了常规Buck电路中的续流二极管，降低了二极管续流时的导通损耗。
2．2 传统的方波驱动电路
图2示出目前应用广泛的传统方波驱动电路，通过VS1和VS2交替导通给VQ的输入寄生电容Ciss不断地充电和放电，从而实现VQ的开通和关断。因此传统方波驱动电路的驱动损耗可表示为：
，其中，fs为VQ的开关频率。可见，传统方波驱动电路的驱动损耗是随着开关频率的增加而成比例增长的，不适用于开关频率在兆赫兹以上等级的电路。
2．3 正弦波谐振驱动电路
图3示出正弦波谐振驱动电路原理图。
通过一个外接电感Lr在fs下与VQ的输入寄生电容Ciss产生谐振，通过谐振所产生的正弦波来驱动VQ。因为谐振过程中能量一直在Ciss和Lr间传递，损耗主要由谐振电流流过前端图腾柱输出电阻Ri和MOSFET的栅极寄生电阻Rg而产生，因此相对于传统的方波驱动电路，损耗大为减小。与传统的方波驱动相比，正弦波谐振驱动有许多优点：①由于驱动电路的能量一直在谐振电容和电感之间传递，大大减小了驱动电路和MOSFET栅极的损耗；②由于MOSFET的输入电容是随着谐振的过程而实现充放电的，因此MOSFET开通和关断瞬间所需的电流明显减小，避免了栅极寄生电感引起的振荡；③在驱动双开关管的电路拓扑时，正弦波谐振驱动电路无需复杂的死区控制电路，因为正弦波驱动有固有的死区时间。
该双管正弦波谐振驱动电路由高频方波发生器、驱动级和谐振网络三部分组成。
所提出的驱动电路使MOSFET的开关频率为6 MHz，高频方波发生器采用结构简单起振容易的环型振荡器。图中，YF1，YF2和YF3为3个反相器，通过调节电阻W可调节输出方波的频率。
方波发生器的输出端需要一个图腾柱结构的输出端来驱动后面的谐振网络，此处采用多个CMOS反相器并联来增强驱动级输出端的驱动能力。因为CMOS反相器本身就是一个图腾柱的结构，且多个反相器并联能降低驱动电路的Ri，从而降低了驱动损耗。
由于选择的拓扑是Buck电路，该拓扑中两个开关管的驱动信号是互补的，因此通过两个互补的变压器来实现对高边开关管的驱动。图4中，在MOSFET的寄生电容前面并联了一个外接电容Cext，该电容可降低寄生电容的非线性，同时降低米勒效应的影响。图4中VQ1和VQ2的驱动电路是完全对称的，因此只要对其中一个开关管的谐振网络进行设计就可以了。
图5a为单开关管正弦波谐振驱动的基波等效电路，e为驱动级输出方波的基波，L1p，L1s和Lm分别为隔离变压器的初级漏感、次级漏感和励磁电感，Lg和Ls为MOSFET的寄生电感。此处期望将该电路等效成一个LLC谐振电路，因为LLC谐振拓扑相对于其他谐振拓扑而言，可利用较小的驱动方波得到较高的驱动正弦波。由于变压器的漏感MOSFET的寄生参数都很小，因此可外接一个电感Lad，将该电路等效成一个LLC电路，如图5b所示。令L1=L1p+Lad，L2=Lm，Ct=Ciss+Cext，可得到LLC电路的两个谐振频率分别为：
式中：L=L1L2／(L1+L2)。
工作在ωn2附近时，该拓扑的电流ir／i=L1／L2，因此理想的工作条件是L1>L2，这样可利用较小的驱动方波得到较高的驱动正弦波，以降低驱动电路的损耗。
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4 闭环控制策略
所提出的驱动电路是利用谐振所产生的正弦波来驱动MOSFET，因此无法改变驱动电压的占空比。此处采用的是ON-OFF电压滞环控制策略，其原理图如图6所示。Uo为同步Buck电路的输出电压，Uref为参考电压。当Uo>Uref时，滞环比较器输出低电平，高频方波发生器停止工作，同步Buck电路也停止工作；当Uo<Uref时，滞环比较器输出高电平，同步Buck电路以一定的开关频率正常工作。
5 实验结果
选用同步Buck作为主电路的拓扑，输入电压为15 V，输出电压为5 V，输出电流为2A，开关频率为6MHz。通过计算可得：Cext=780pF，Lad=2．9 μH，Lm=2．5 μH。图7a为正弦波谐振驱动电路中高边开关管VQ1的驱动波形，低边开关管VQ2的驱动波形与VQ1的驱动波形正好互补。
主开关管和整流管都选用IRML0040，在相同条件下传统的方波驱动在驱动电压幅值为5 V，开关频率为1 MHz时，损耗接近900 mW；当开关频率达到5 MHz以上时，传统的方波驱动已无法正常工作。而采用正弦波谐振驱动在驱动电压幅值为6 V，开关频率为6 MHz时，损耗为470 mW，有效地降低了高开关频率时驱动损耗。
图7b示出闭环控制时的实验波形。当滞环比较器输出低电平时，高频方波发生器停止工作，同步Buck电路也停止工作；当滞环比较器输出高电平时，同步Buck电路以一定的开关频率正常工作。其中，uho为滞环比较器的输出电压，△uo为同步Buck电路输出电压纹波。由图可见，△uo的峰峰值为40 mV。ugsin为闭环时的正弦波驱动波形。当比较器输出低电平时，驱动电路停止工作，驱动电压降为零；当比较器输出高电平时，驱动电路正常工作。由图可知，滞环的调制频率为70 kHz，在此调制频率下同步Buck的输入电压为15 V，输入电流为0．744 A，算上驱动电路的损耗，整体电路的效率可达到85％左右。
6 结论
此处采用正弦波谐振双管驱动电路取代了传统的方波驱动电路，应用于同步Buck拓扑中。在开关频率为6 MHz的情况下，驱动电路的损耗为480 mW。与传统的方波驱动相比，有效降低了高开关频率下驱动电路的损耗。再配合ON-OFF电压滞环的闭环控制策略，当滞环调制频率为70 kHz时，输出电压的纹波的峰峰值控制在40 mV，且整体电路的效率能达到85％。
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