图1：单端模式与桥式模式输出电路示意图。
本文提到的音频系统是指音频半导体器件，包括音频数模转换器、模数转换器、音频放大器等的应用系统。产生“POP”噪声的瞬态冲击通常是一种很窄的尖脉冲，用傅立叶分析展开后，其频谱分量很丰富，且在频域内的能量分布相对平均。本文下面讨论的几种“POP”噪声解决方法的目的，就是要降低20Hz~20kHz范围内的谐波分量。对绝大多数人而言，如果信号的峰峰值电压小于10mV，就已经听不见了。
桥式(BTL)输出与单端(SE)输出
图2：桥式模式与单端模式输出的“POP”噪声。
桥式结构输出相对单端模式输出而言有很多优点，比如桥式模式可在相同的电源电压Vdd条件下，输出较高的电压VOBTL＝2*VOSE，在相同的负载条件下输出更大的功率。图1为这两种输出电路的示意图。
需要指出的是，桥式模式能有效抑制共模噪声。输出功率相同时，桥式模式的噪声明显小于单端模式的噪声(如图2所示，蓝色通道接负载两端，绿色通道接电源Vdd)。这是因为相同的冲击会同时出现在桥式输出结构的“＋”、“－”两端，并通过负载后相互抵消，不对扬声器做功，因而不会发出“POP”声。这种结构对于上电、掉电噪声以及操作噪声都有很好的抑制作用。
图3：桥式结构的两种电路形式。
常见的桥式结构有两种，它们对抑制“POP”声的能力有细微差别。图3左边的电路是两个放大单元并联连接，同一个输入信号分别进入两个放大单元AMP1、AMP2的“＋”、“－”输入端，而且使它们的放大倍数保持相同、相位保持相反(相差180度)。在这里，AMP1单元网络的增益GAINUP＝-R9/R8＝-2，AMP2单元网络的增益GAINDOWN＝1＋R11/R12＝2。单个电阻的精度误差通常为±30%，但在同一个芯片内，这种偏差朝同一个方向，如果设计恰当，电阻比值的精度可以保证在±1%以内。AMP1、AMP2的DC参数也同样朝同一个方向偏差，所以在“＋”、“－”输出端可以很好地抵消共模信号。
图4：OCL输出结构。
图3右边的电路则采用级联形式，前一级的输出信号进入下一级的“－”输入端，AMP4单元网络的增益GAINBACK＝-R14/R13＝-1。事实上，AMP3的输出经过AMP4反向后会有一定的延时，在“＋”、“－”输出端并不能完全抵消。AMP3的失调电压等支流误差信号会在AMP4中复制，并与AMP4的失调电压一起送到“＋”端，而无法与“－”端完全抵消。因此这种结构抑制“POP”声的效果略差一些，通常用在小功率器件中。
除此之外，还有一种结构也能有效抑制共模噪声，那就是无输出耦合电容(OCL)结构(见图4)。该结构与桥式结构非常类似，在输出端将直流共模电压抵消掉，只有交流信号对负载作功。与桥式结构一样，OCL结构由于省去了耦合电容，可给音频系统带来另外一个好处，即系统的频率响应可以延伸到很低的范围，后面将对此作详细介绍。
增大VBIAS的滤波电容
图5：单端模式电路的“POP”噪声与Vbias电压的仿真波形。
音频集成电路通常都有一个管脚叫做Vbias，或者Vref、Vmid、Vsvr、bypass等，它是内部直流基准电压，若要内部电路能工作，这个偏置电压必须建立起来。实际应用时，该管脚通常外接一个旁路电解电容到地，该电容起滤除噪声的作用。对于使用正电压的单电源系统来说，当系统工作稳定时，基准电压值约等于Vdd/2。增大这个电容的容值能抑制“POP”噪声。当芯片上电或从待机状态切换到工作状态时，直流偏置电压开始建立，从0逐渐升高，并对Vbias滤波电容充电。经过一定时间后，电压上升到Vdd/2，此时芯片就可以工作了，输出的音频信号基于这个直流电压上下摆动。同样，当芯片掉电或进入待机状态时，滤波电容放电，偏置电压开始下降，从Vdd/2下降到0。实验证明，芯片上电、掉电时的“POP”声就是由偏置电压的瞬间跳变引起的。
图5是仿真结果，红线代表Vbias电压，蓝线代表单端模式的负载端输出(在耦合电容之后，如图1的左边电路，Co＝220uF，RL＝16Ω）。如果Vbias跳变得缓慢，“POP”冲击就会减小(如图6所示)，此时的冲击脉冲变宽，幅度有所下降，“POP”声也变小了。使Vbias的上升、下降过程变缓，就可增加基准电压的跳变延时。假定滤波电容的充放电电流是个常数，可把这个过程简化成一阶RC模型，根据公式(1)，可计算出电压从0上升到Vbias/2，或者从Vbias/2下降到0所需的时间。
tdalay＝0.69*R*C (1)
图6：Vbias跳变变缓后，“POP”噪声的仿真波形。
因此，增大Vbias的滤波电容可以减缓直流基准电压的上升、下降速度，起到减少“POP”噪声的作用。图7是增大电容后，基准电压跳变变缓的效果，其中红线代表电源电压Vdd，蓝线代表Vbias电压(假设Vdd＝5.0V，Vbias＝2.5V)。
有些音频芯片集成了一个固定的延时电路单元，上电后需要经过一段固定延时，Vbias才开始缓慢上升到稳定状态，此时从低电压到高电压的上升延时时间为tpLH。当芯片掉电时，集成电路的实现方式使其很难再延时一段时间才开始下降，但是仍可以增大从高电压到低电压的下降延时时间tpHL，以达到更好的抑制效果，此时只需使放电时的等效电阻大于充电时的等效电阻即可。图8显示了MAX9890 的Vbias变化时序。
图7：耦合电容不同时的“POP”冲击波形。
tpLH＝0.69*Rcharge*CBIAS (2)
tpHL＝0.69*Rdischarge*CBIAS (3)
需要注意的是，滤波电容过大会使芯片的建立时间变长，使人感觉声音“久久”没有输出。另外，电容过大还会使音频系统的重要指标——总谐波失真＋噪声(THD＋N)变差。这里不解释详细原因，取值时请参考相应的数据手册并进行折衷选择。
减小输出端的耦合电容
对于单端的输出结构，在单电源系统中通常需要接一个电容(如图1所示)。这个电容的作用是：(1)隔断直流基准电压Vbias。如果没有隔直，直流电压会直接流过后面的扬声器线圈，使纸盆平衡位置偏向一端，若Vbias过大还可能损坏线圈。(2)耦合交流音频信号。它与扬声器负载构成了一阶高通滤波器(HPF)，根据公式(4)，电容的大小与低频处的截止频率fc有关。
fc＝1/(2π*RL*Co) (4)
图8：MAX9890的Vbias变化时序。
电容Co越大，截止频率fc则越低，这意味着更低的频率也可耦合到负载上去(见图9)。
减小Co的容值可使“POP”冲击的幅度变小、脉冲宽度变窄。由于“POP”冲击的频谱能量大都在高频，减小Co的容值同样可以减少可闻噪声。图10显示了电容Co分别为10uF、47uF、100uF、220uF时的“POP”冲击情况。可以看出，当Co减小到一定值后，再减小该值，噪声抑制效果提高得很少。但根据公式(4)，减少电容值可明显提高截止频率fc(如图9所示)，因此设计工程师必须权衡，作出一个折衷选择。
当然，有的芯片具有低音增强特性，可在外部反馈回路中通过增加一个零点的方法，来使低频部分的增益大于通带内的增益。比如对于LM4838器件来说，调整电容Cbs的大小就可以调整增益拐点在频率上的位置(见图11)。
用恰当的操作来抑制“POP”噪声
图9：不同耦合电容下的频率响应特性(RL＝16Ω)。
在音频功率放大器芯片上常常有MUTE、STB(Standby)管脚。当MUTE信号有效时，芯片内部将输入端短接到地，其它电路保持正常工作；而当STB信号有效时，则关断音频电路静态时最耗电的Vbias偏置电路。对采用CMOS工艺的音频电路而言，关断Vbias偏置电路后的静态电流主要是MOS管的亚阈值电流，即MOS管的漏电流(微安级)，管子的阈值电压越小，此电流值越大。由以上讨论可知，若单独使用STB，由于Vbias的瞬变，难免会引起“POP”噪声。如果将这两个管脚按一定顺序正确使用，则可有效地抑制开关机噪声(见图12)。芯片上电时，先使MUTE、STB有效，待电源稳定后，先释放STB，再释放MUTE。掉电操作时，在准备掉电之前先使MUTE有效，然后再使STB有效，直到Vdd变为0。这是因为通常由MUTE操作引起的“POP” 噪声要小于STB操作引起的“POP” 噪声。
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