两级式逆变器瞬时输出功率中含有两倍输出电压频率的脉动分量，该脉动功率以脉动电流形式表现在输入侧，对供电电源及变换器自身造成影响。详细分析了后级为全桥和双Buck变换器时两倍频脉动功率的表现形式和传输机理，针对后级为双Buck变换器的两级式逆变器提出新的采样方式，并在控制环路中引入陷波滤波器来抑制低频纹波。在此基础上，定量分析了不同纹波抑制方法的效果，指出陷波滤波器较平均电流控制在动态性能方面的优势。最后，通过实验进行验证，并给出了纹波抑制前后的系统效率曲线。
1 引言
在不间断电源、光伏和电动汽车等分布式发电系统中，为获得负载所需115 V或220 V交流电，系统通常需采用DC／DC+DC／AC两级式结构。由于逆变器瞬时功率中含两倍频脉动量，则前级DC／DC变换器输入电流将含有低频脉动量，对直流输入源产生不利影响。相关标准对输入电流纹波值给出了明确规定。目前关于低频纹波抑制的研究均是针对后级为全桥逆变器的架构，而对于逆变级为双Buck逆变器的前级DC／ DC变换器输入电流纹波抑制方法，尚无文献进行详细分析。
在此基础上，这里对后级为双Buck变换器的两级式逆变器两倍频脉动功率进行了分析，引入陷波滤波器来实现双Buck逆变器负载时DC／ DC变换器输入侧低频纹波抑制，分析了不同纹波抑制方法时系统的动态响应，并给出系统效率曲线。
2 不同类型逆变器时脉动功率分析
2．1 全桥逆变器时
当后级为全桥变换器时，两级式逆变器结构如图1所示。对于线性负载，其输出电压、电流为：
式中：Uo，Io分别为输出电压、电流的有效值；ω为输出电压的角频率：φ为输出阻抗角。
瞬时输出功率为：
po(t)=uo(t)io(t)=UoIo[cosφ-cos(2ωt-φ)] (2)
由于母线电压脉动幅值△Ubus占中间母线电压Ubus的比例很小，假设Ubus为恒定值，若不考虑系统损耗，可得逆变器输入电流瞬时值为：
iinv=UoIo[cosφ-cos(2ωt-φ)]／Ubus (3)
而△Ubus是由逆变器输入电流的充放电引起的，故母线电压脉动频率为2fo(fo为输出电压频率)，则DC／DC变换器输入电流为：
iin=UoIo[cosφ-cos(2ωt-φ)]Uin (4)
式中：Uin为DC／DC变换器输入电压。
可见，DC／DC变换器输入电流脉动频率为2fo，电感电流脉动频率亦为2fo。
2．2 双Buck逆变器时
后级为双Buck逆变器时，两级式逆变器结构如图2所示。逆变器正半周期工作时，Cbus放电，Cbus充电；负半周期工作时，Cbus1，充电，Cbus2放电。在一个周期内，Cbus1，Cbus2各完成一次充放电，所以单个母线电容电压脉动频率为fo，两电容电压之和在一个周期内完成两次充放电，则脉动频率为2fo。
双Buck逆变器无偏置电流工作时，由于DC／DC变换器与逆变器相互作用，DC／DC变换器以半周期模式工作，即在逆变器半周期内，DC／ DC变换器输出电流仅流过单个直流滤波电感Ldc1或Ldc2，则单个电感电流脉动频率为fo，两直流滤波电感电流之和脉动频率为2fo，DC／DC变换器输入电流脉动频率为2fo。
3 双Buck逆变器时输入侧低频纹波抑制
3．1 输入侧低频脉动电流抑制方法
对双环控制的DC／DC变换器，将电压控制器的误差信号作为电流给定。由于采样的电压信号中含低频分量，使电流给定中也含低频分量，因而使电感电流成为脉动的电流，则输入电流也随之脉动。若电流给定低频含量小，则输入电流将变得平直。基于此引入陷波滤波器将电流给定中特定的频率成分消除或大大衰减，从而抑制低频纹波。
由上节可知，逆变级为双Buck变换器时，DC／DC变换器以半周期模式工作。因此，DC／DC变换器电压环采样母线电压的一半，电流环采样两电感电流之和，引入的陷波滤波器中心频率设计为fo。DC／DC变换器控制框图如图3所示。
3．2 陷波滤波器实现电路及设计
图4为陷波滤波器实现电路。其传递函数为：
Gf(s)=kf[(SRC)2+1]／[(sRC)2+sRC／Q+1] (5)
式中：kf为电压增益，kf=1+Rf／R1；Q为品质因数，Q=1／[2(2-kf)]。
陷波滤波器中心频率设计为400 Hz，图5为陷波滤波器波特图，输入的电压误差信号幅值在400 Hz处将大大衰减，随Q值减小幅值衰减越严重，相位变化剧烈；外环截止频率接近陷波滤波器中心频率时，可能导致相位裕量不足，造成系统不稳定。实际需折中选取Q值，一般在0．5～1．5之间。
3．3 输入电流低频脉动定量分析
低频纹波抑制还可通过平均电流控制来实现，这里定量分析两种方法的抑制效果，并研究系统动态响应。图6为推挽正激变换器引入陷波滤波器后的小信号模型。
平均电流控制时仅将级联于电压补偿器后的陷波滤波器去除即可。平均电流控制时和引入陷波滤波器后输入电流对输出电流的闭环传递函数为：
式中：Ai(s)为开环时输入电流对输出电流的传递函数；Zo(s)为开环输出阻抗；Hu(s)为电压采样系数；Gu(s)为电压环补偿网络传递函数；FM(s)为脉宽调制器增益；Gid(s)为输入电流对占空比的传递函数；Hi(s)为电流采样系数；Gi(s)为电流环补偿网络传递函数；GiLi(s)为电感电流对输出电流的传递函数；Tu(s)为电流开环时电压环增益，Tu(s)=Hu(s)·Gu(s)[1+Gi(s)]Fm(s)Gud(s)，Gud(s)为输出电压对占空比的传递函数；Tuf(s)为引入陷波滤波器后的电压环增益，Tuf(s)=Hu(s)Gu(s)Gf(s)[1+Gi(s)]Fm(s)Gud(s)；Ti(s)为电流环增益，Ti(s)=Gi(s)Fm(s)Gud(s)Hi(s)，GiLi(s)为滤波电感电流对占空比的传递函数。
图7示出不同方法下输入、输出电流传递函数波特图和系统环路增益波特图。
图7中变换器参数与后节所给相同。由图7a可见，平均电流控制时，外环截止频率为4 Hz，内环截止频率为5 kHz，低的外环截止频率保证低频纹波含量大大衰减；引入陷波滤波器时，外环截止频率为100 Hz，内环截止频率为5 kHz；400 Hz处的输入电流纹波均得到大大衰减，达到-25 dB。由图7b可见，在平均电流控制下系统带宽只有4 Hz，动态响应将很慢；在突加负载时，由于前级变换器动态响应较慢，有可能使母线电压瞬时跌落较多，导致后级正弦波电压出现削顶现象。
4 实验
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