图6. 接地和去耦点。
由于TTL寄存器具有较高输入电容，可明显增加动态开关电流，因此应避免使用
缓冲寄存器和其他数字电路应接地并去耦至PC板的数字接地层。请注意，模拟与数字接地层间的任何噪声均可降低转换器数字接口上的噪声裕量。由于数字噪声抗扰度在数百或数千毫伏水平，因此一般不太可能有问题。模拟接地层噪声通常不高，但如果数字接地层上的噪声(相对于模拟接地层)超过数百毫伏，则应采取措施减小数字接地层阻抗，以将数字噪声裕量保持在可接受的水平。任何情况下，两个接地层之间的电压不得超过300 mV，否则IC可能受损。
最好提供针对模拟电路和数字电路的独立电源。模拟电源应当用于为转换器供电。如果转换器具有指定的数字电源引脚(VD)，应采用独立模拟电源供电，或者如图6所示进行滤波。所有转换器电源引脚应去耦至模拟接地层，所有逻辑电路电源引脚应去耦至数字接地层，如图6所示。如果数字电源相对安静，则可以使用它为模拟电路供电，但要特别小心。
某些情况下，不可能将VD连接到模拟电源。一些高速IC可能采用+5 V电源为其模拟电路供电，而采用+3.3 V或更小电源为数字接口供电，以便与外部逻辑接口。这种情况下，IC的+3.3 V引脚应直接去耦至模拟接地层。另外建议将铁氧体磁珠与电源走线串联，以便将引脚连接到+3.3 V数字逻辑电源。
采样时钟产生电路应与模拟电路同样对待，也接地并深度去耦至模拟接地层。采样时钟上的相位噪声会降低系统信噪比(SNR);我们将稍后对此进行讨论。
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采样时钟考量
在高性能采样数据系统中，应使用低相位噪声晶体振荡器产生ADC(或DAC)采样时钟，因为采样时钟抖动会调制模拟输入/输出信号，并提高噪声和失真底。采样时钟发生器应与高噪声数字电路隔离开，同时接地并去耦至模拟接地层，与处理运算放大器和ADC一样。
采样时钟抖动对ADC信噪比(SNR)的影响可用以下公式4近似计算：
其中，f为模拟输入频率，SNR为完美无限分辨率ADC的SNR，此时唯一的噪声源来自rms采样时钟抖动tj。通过简单示例可知，如果tj = 50 ps (rms)，f = 100 kHz，则SNR = 90 dB，相当于约15位的动态范围。
应注意，以上示例中的tj 实际上是外部时钟抖动和内部ADC时钟抖动( 称为孔径抖动)的方和根(rss)值。不过，在大多数高性能ADC中，内部孔径抖动与采样时钟上的抖动相比可以忽略。
由于信噪比(SNR)降低主要是由于外部时钟抖动导致的，因而必须采取措施，使采样时钟尽量无噪声，仅具有可能最低的相位抖动。这就要求必须使用晶体振荡器。有多家制造商提供小型晶体振荡器，可产生低抖动(小于5 ps rms)的CMOS兼容输出。
理想情况下，采样时钟晶体振荡器应参考分离接地系统中的模拟接地层。但是，系统限制可能导致这一点无法实现。许多情况下，采样时钟必须从数字接地层上产生的更高频率、多用途系统时钟获得，接着必须从数字接地层上的原点传递至模拟接地层上的ADC。两层之间的接地噪声直接添加到时钟信号，并产生过度抖动。抖动可造成信噪比降低，还会产生干扰谐波。
图7. 从数模接地层进行采样时钟分配。
混合信号接地的困惑根源
大多数ADC、DAC和其他混合信号器件数据手册是针对单个PCB讨论接地，通常是制造商自己的评估板。将这些原理应用于多卡或多ADC/DAC系统时，就会让人感觉困惑茫然。通常建议将PCB接地层分为模拟层和数字层，并将转换器的AGND和DGND引脚连接在一起，并且在同一点连接模拟接地层和数字接地层，如图8所示。这样就基本在混合信号器件上产生了系统“星型”接地。所有高噪声数字电流通过数字电源流入数字接地层，再返回数字电源;与电路板敏感的模拟部分隔离开。系统星型接地结构出现在混合信号器件中模拟和数字接地层连接在一起的位置。
该方法一般用于具有单个PCB和单个ADC/DAC的简单系统，不适合多卡混合信号系统。在不同PCB(甚至在相同PCB上)上具有数个ADC或DAC的系统中，模拟和数字接地层在多个点连接，使得建立接地环路成为可能，而单点“星型”接地系统则不可能。鉴于以上原因，此接地方法不适用于多卡系统，上述方法应当用于具有低数字电流的混合信号IC。
图8. 混合信号IC接地：单个PCB(典型评估/测试板)。
针对高频工作的接地
一般提倡电源和信号电流最好通过“接地层”返回，而且该层还可为转换器、基准电压源和其它子电路提供参考节点。但是，即便广泛使用接地层也不能保证交流电路具有高质量接地参考。
图9所示的简单电路采用两层印刷电路板制造，顶层上有一个交直流电流源，其一端连到过孔1，另一端通过一条U形铜走线连到过孔2。两个过孔均穿过电路板并连到接地层。理想情况下，顶端连接器以及过孔1和过孔2之间的接地回路中的阻抗为零，电流源上的电压为零。
图9. 电流源的原理图和布局，PCB上布设U形走线，通过接地层返回。
这个简单原理图很难显示出内在的微妙之处，但了解电流如何在接地层中从过孔1流到过孔2，将有助于我们看清实际问题所在，并找到消除高频布局接地噪声的方法。
图10. 图9所示PCB的直流电流的流动。
图10所示的直流电流的流动方式，选取了接地层中从过孔1至过孔2的电阻最小的路径。虽然会发生一些电流扩散，但基本上不会有电流实质性偏离这条路径。相反，交流电流则选取阻抗最小的路径，而这要取决于电感。
图11. 磁力线和感性环路(右手法则)。
电感与电流环路的面积成比例，二者之间的关系可以用图11所示的右手法则和磁场来说明。环路之内，沿着环路所有部分流动的电流所产生的磁场相互增强。环路之外，不同部分所产生的磁场相互削弱。因此，磁场原则上被限制在环路以内。环路越大则电感越大，这意味着：对于给定的电流水平，它储存的磁能(Li2)更多，阻抗更高(XL = jωL)，因而将在给定频率产生更大电压。
图12. 接地层中不含电阻(左图)和含电阻(右图)的交流电流路径。
电流将在接地层中选取哪一条路径呢?自然是阻抗最低的路径。考虑U形表面引线和接地层所形成的环路，并忽略电阻，则高频交流电流将沿着阻抗最低，即所围面积最小的路径流动。
在图中所示的例子中，面积最小的环路显然是由U形顶部走线与其正下方的接地层部分所形成的环路。图10显示了直流电流路径，图12则显示了大多数交流电流在接地层中选取的路径，它所围成的面积最小，位于U形顶部走线正下方。实际应用中，接地层电阻会导致低中频电流流向直接返回路径与顶部导线正下方之间的某处。不过，即使频率低至1 MHz或2 MHz，返回路径也是接近顶部走线的下方。
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小心接地层割裂
如果导线下方的接地层上有割裂，接地层返回电流必须环绕裂缝流动。这会导致电路电感增加，而且电路也更容易受到外部场的影响。图13显示了这一情况，其中的导线A和导线B必须相互穿过。
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