变频器正弦脉宽调制（SPWM）控制(三)

re水平线截得a、b两点，以此确定了脉宽时间t2。由于在两个三角载波波形正峰值之间的时刻即为tc，因此a点、b点与载波各正峰值的间隔时间分别为t1和t3，且t1=t3，而相应的spwm波形相对于tc的中间时刻(载波负峰值对应的时刻)对称，这就大大简化了计算。需要指出的是，上述规则采样法所得spwm波形的起始时刻、终了时刻以及脉宽大小都不如自然采样法准确，脉冲起始时刻a点比自然采样法提前了，终了时刻b点也提前了，虽然两者提前的时间不尽相同，但终究相互之间有了一些补偿，对脉冲宽度的影响不大，所造成的误差是工程上能够允许的，毕竟规则采样法的算法简单多了。由图3-9可以看出，规则采样法的实质是用阶梯波来代替正弦波(图中粗实线所示)，从而简化了算法。只要载波比足够大，不同的阶梯波都很逼近正弦波，所造成的误差可以忽略不计。

图3-9　生成spwm波的一种规则采样法

在规则采样法中，三角载波每个周期的采样时刻都是确定的，都在负峰值处，不必作图就可计算出相应时刻的正弦波值。例如采样值应依次为 msinω1te，msin(ω1te+tc)， msin(ω1te+2tc），………，因而脉宽时间和间歇时间都可以很容易计算出来。由图3-9可得规则采样法的计算公式：
脉宽时间

(3-15)

间歇时间

(3-16)

实用的变频器多是三相的，因此还应形成三相的spwm波形。三相正弦调制波在时间上互差2π/3，而三角载波是共用的，这样就可在同一个三角载波周期内获得图3-10所示的三相spwm脉冲波形。在图中，每相的脉宽时间ta2、tb2和tc2都可用式(3-15)计算，求三相脉宽时间的总和时，等式右边第一项相同，加起来是其三倍，第二项之和则为零，因此

(3-17)

图3-10　三相spwm波形的生成

三相间歇时间总和为

脉冲两侧的间歇时间相等，所以

(3-18)

式中，下角标a、b、c分别表示a、b、c三相。
在数字控制中，一般可以离线先在计算机上算出不同ω1与m时的脉宽时间t2或后，写入eprom，然后由调速系统的微机通过查表和加减法运算求出各相脉宽时间和间歇时间，这就是查表法。也可以在内存中存储正弦函数和tc/2值，控制时，先取出正弦值与调速系统所需的调制度m作乘法运算，再根据给定的载波频率取出对应的tc/2值，与 msinω1te作乘法运算，然后运用加、减、移位即可算出脉宽时间t2和间歇时间t1、t3，此即实时计算法。按查表法或实时计算法所得的脉冲数据都送入定时器，利用定时中断向接口电路送出相应的高、低电平，以实时产生spwm波形的一系列脉冲。对于开环控制系统，在某一给定转速下其调制度m与频率ω1都有确定值，所以宜采用查表法。对于闭环控制的调速系统，在系统运行中调制度m值须随时被反馈控制调节，所以用实时计算法更为宜。
3.5.3　spwm专用集成电路芯片与微处理器
应用单片微机产生spwm波形时，其效果受到指令功能、运算速度、存储容量和兼顾其它控制算法功能的限制，有时难以有很好的实时性。特别是在高频电力电子器件的应用以及在闭环调速系统中，完全依靠软件生成spwm波形的方法实际上很难适应其要求。

随着微电子技术的发展，早期曾陆续开发了一些专门用于发生spwm控制信号的集成电路芯片，如mullard公司的hef4752、philips公司的mkⅱ、siemens公司的sle4520、sanken公司的mb63h110，以及我国研制的zps-110等，应用这类专用芯片当然比用单片微机生成spwm信号要方便得多。近来更出现了多种用于电动机调速控制的专用单片微处理器，如intel公司的8xc196mc系列、tl公司的tms320系列、日立公司的sh7000系列等。这些微处理器一般都具有以下功能：(1) 有pwm波形生成硬件及较宽的调频调制范围；(2) 为了对变频器及所组成调速系统的运行参数(如电压、电流、转速等)进行实时检测与故障保护，微处理器具有很强的中断功能与较多的中断通道；(3) 具有将外部的模拟量控制信号及通过各种传感器送来的模拟反馈、检测信号进行a/d转换的接口，且一般为8位转换器；(4) 具有较高的运算速度、能完成复杂运算的指令、内存容量较大；(5) 有用于外围通信的同步、异步串行接口的硬件或软件单元。由于这些功能的支持，所以上述微处理器能方便地用于开发基于pwm控制技术的电动机调速系统，微处理器除能产生可调频率的pwm控制信号外，还能完成必需的保护、控制等功能。现代spwm变频器的控制电路大都是以微处理器为核心的数字控制电路。

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