1 混合转换方法---新型Boost转换电路的拓扑结构
通过下面的例子可以很好的解释这种新型混合转换方法。图1（a）所示是一个改进的Cuk变换器，它增加了一个与输出电感Lr串联的整流管CR2。电感的下标r表示该电感的用途可以变换，从一个方波Cuk变换器的脉宽调制电感变换成混合转换Boost变换器的谐振电感。消去脉宽调制电感可以使Cuk变换器不降低电压，只留下递升的直流电压增长倍数，而不改变本身的极性变换。因此，新的直流电压倍数为：
（1）
于是，得到了一种新型变级Boost变换器。现在进一步分析这种变级Boost变换器的工作原理。首先，它包含有3个开关，即一个正向控制开关（MOSFET管）和两个整流管CR1、 CR2。与当前的传统方波脉宽调制整流器相比，这种新型变换器的开关必须是互补的偶数，这里是2、4或者更大的偶数，而传统的脉宽调制整流器开关数为奇数，例如3个。
控制开关管S具有两个作用：⑴ 作为Boost级的控制开关，如图1（b）；⑵ 作为转换级的控制开关，如图1（c）。而谐振电容Cr连接着Boost级和转换级，既是Boost级的输出脉宽调制电容，又是转换级的谐振电容。在开关管关断期间，由输入电感作为电流源对其进行线性充电，在开关管开通期间向负载供电。
图1
图2显示谐振电流模型和相应谐振电容的电压波形。瞬时谐振电容电压在开关时刻是连续的（电压值无跳变），并且叠加了大小约为VCr的直流电压。考虑图2所示电路模型，如果在开通时间DTS里电容的谐振效果被完全抑制时，谐振电感就会达到流量平衡，稳态条件如下式：
（2）
同时，也应注意谐振电感的重要作用。如果没有谐振电感，电能将以一种耗散方式进行转换，大幅降低效率并会产生附加的尖峰电压。而加上谐振电感则会解决这两个问题。
从（2）式可以看到，谐振电容的电压由两部分叠加而成：幅值VCr的直流电压和幅值vCr的纹波电压。当输出电容C的值远大于谐振电容Cr的值时，它们的连接关系就如图3所示，在这个模型中只留下了谐振电容Cr。此外，当直流电压部分按（2）式减小时，谐振电容的净电压就变为纹波电压vCr。
图3
谐振电容的电流变化波形如图3所示。
图1（a）所示，在放电回路中，当谐振电容放电时，电流会流经一个二极管CR2。这个二极管只允许电流沿正向流动。此外，只有当谐振电感电流在导通时间的最后减小到零时，二极管才会关断，因此谐振电容电流也为零。由于谐振电流是正弦全波，所以开始导通时谐振电容电流为0，如图3所示。
从图3的交流谐振电路模型中，可以得到谐振电压和谐振电流的求解公式：
ir(t)=Ipsin(ωrt); vCr(t)=△vCrcos(ωrt); 
（3）
△vCr=IpRN （4）
通过对图1（a）中两个输出电流整流器的极性进行简单变换以及重置电感Lr的位置，可以很容易地得到一种同极非反相Boost变换器，如图4（a）所示。应注意的是：像在传统的升压型变换器中那样，CR2整流管只能在关断期间才开始工作，所以需要重新指定电流整流器。谐振电感和脉宽调制电感的流量平衡情况如图4（b）所示。
VCr=0 （5）
（6）
（a）
（b）
图4
图5（a）给出了另外一种变换器拓扑结构。负的输入电压源产生正的直流输出电压，图5（b）的阴影部分显示了电路的流量平衡情况。这种变换器的拓扑结构与图1（a）所给出的原始级变换升压电路相似，区别在于电压源为负。因此，得到的稳态直流电压值与之前得到的结果是一致的。应注意谐振电感位置的变化，即和整流管CR2位于同一个支路。
（a）
（b）
图5
图5（a）所示变换器的谐振电容纹波电压△Vr在数量级上比直流电压Vr小很多，谐振电感的能量流动比脉宽调制电感小大约50倍，这可以通过比较图5（b）中谐振电感和脉宽调制电感阴影部分的面积来得到。可以得到结论：与脉宽调制输入电感相比，谐振电感的尺寸和损耗大小是微不足道的。
2 非桥型PFC变换器拓扑结构
通过比较图1（a）和图5（a）给出的两种变换器拓扑结构，可以得到结论：改变输入电压源极性会产生正值且相等的直流输出电压，由式（1）和式（6）给出。然而，由于改变了输入电压源的极性，导致二极管支路中谐振电感位置产生变化，使得这两种电路结构上是不完全一致的。如图6所示，把这两种情况下的谐振电感都和谐振电容放置在同一支路中，就可以解决这个问题。图6所示的变换器电路结构没有改变，并且与电源电压的极性无关。因此，电源电压可以是能够改变极性的交流电压。
还应注意如何根据输入电压的极性来分配两个整流管的导通时间。换句话说，由于图6中所示的这种新型变换器电路，是第一个具有不同极性输入电压产生相同直流电压放大倍数的真实交流-直流转换器，所以，不需要在电路前端加全桥整流管。因此得到结论：一个单极无桥PFC交流-直流变换器可以从交流电源端直接进行控制，并不需要前端桥式整流管，这点与传统的PFC升压整流器一致。就像控制开关管S必须根据交流电压源的极性来改变自己的现有方向和电压阻塞能力一样，它也可以通过一个两管相连的MOSFET作为开关来实现，如图6所示。
图6
3 带隔离的非桥型PFC变换器
传统的升压型变换器不能很好的加入隔离环节。最常用的是全桥隔离升压变换器，这种变换器的一次侧包含4个完全可控的MOSFET开关管，二次侧包含4个二极管相连的整流桥。从图7中可以看到，真实无桥变换器中引入了这种隔离变压器，并且保留了原来3个开关管的配置，同时也具有了原来非隔离配置的优点，比如所有开关上的低电压应力。
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