本文在△I噪声的产生过程及其基本特点的基础上，研究△I噪声的主要危害。
1电源电压波动
1.1寄生电阻引起的电源电压波动
数字IC内部和数字系统中都有电源分配网络。电源分配网络的导线都有寄生电阻。电源电流尖峰脉冲（△I噪声）通过电源分配网络时，会产生欧姆电压降。从而引起电源电压波动。
对数字IC内部的电源分配网络，以目前流行的“Vanilla” 0.25μm CMOS工艺为例，考虑一条长2cm的电源线（VDD）或地线（IC内部互连线），其上每1μm宽度的电流为1mA。这一电流密度接近于一条铝线所能承受电流的最大值，原因是电迁移（eleCTRonmigration）的影响[3]。该导线（1μm宽度）的电阻为1kΩ。一个1mA/μm的电流将导致1V的电压降。这一电源电压波动将降低噪声容限，并使电路各点的逻辑电平与离开电源端的距离有关。
如图1所示，把一个离电源引线和地引线都很远的反相器连接到一个接近电源的器件上。由于电源地线上的电压降IR（欧姆电压降）引起的逻辑电平差可能使晶体管TN部分导通，可能引起一个预充电的节点X意外放电。如果连接的门是静态的，则有可能引起静态功耗。
总之，来自片上逻辑电路和存储器及输入/输出（I/O）引线上的电流脉冲会造成电源分配网络上产生电压降，这是片上电源噪声的主要来源。除了造成可靠性降低的风险外，电源网络的欧姆电压降也会影响系统的性能，因为电源电压的一个很小的下降都可能造成延时的明显增加。
无论是数字IC内部的电源分配网络的导线（目前多用铝），还是数字系统中的电源分配网络的导线（一般用铜），都存在趋肤效应（skin effect）。趋肤效应使导线的有效导电截面积随信号频率的升高而减小，使导线的电阻随信号频率的升高而增大（
）[4,5]。
由于△I噪声是宽带噪声源，所以趋肤效应会使电源分配导线的电阻显著变大（相对于直流电阻），进而使欧姆电压降显著变大。
1.2 寄生电感引起的电源电压波动
电源分配网络还有寄生电感，数字IC的电源地线也有寄生电感。
电源电流尖峰脉冲（△I噪声）通过电感时，会产生感应电压，从而引起电源电压波动。
单个TTL反相器引起的电源电流尖峰脉冲最小值约为30mA[1,2]，设门电路的状态转换时间为2ns，设电源地线的寄生电感L=500nH，则引起的电源电压波动为:
这样高的尖峰脉冲电压通过逻辑器件之间的驱动线耦合到其他逻辑器件的输入端，幅值很可能超过TTL系列输入低电平的上限值0.8V，从而造成逻辑电路的误动作。
CMOS数字IC中电源电流尖峰脉冲（△I噪声）经封装寄生电感引起的电源电压波动如图2所示。图中电路是数字IC输出压焊块驱动器（output pad driver）的最后一级，它驱动一个10pF的负载电容，电压摆幅（voltage swing）为2.5V。反相器的尺寸设计成使输出信号的上升时间和下降时间（tr和tf）等于1ns。由于电源和接地线是通过电源引线连到外部电源上的，所以两根连线都具有一个寄生串联电感L。对于传统的穿孔（through-hole）封装技术，其电感一般为2.5nH左右。为简化分析，假设反相器的作用像一个电流源，以不变的电流充（放）电负载电容。为达到1ns的输出上升时间和下降时间，所需要的平均电流为：
Iav=[10pF×(0.9-0.1)×2.5V]/1ns=20mA
当这一情形发生在缓冲器输入端并由一个很陡的阶跃函数来驱动时，若tf=50ns，则仿真得到突变的电流变化可在寄生电感上引起高达0.95V的尖峰电压。事实上，如果这一电压降本身不能使翻转变慢和降低对电流的要求，它的值会更大。然而，如此大的电源电压波动是不能允许的。
在一个实际的电路中，单个电源引线常常用于许多门或输出驱动器。这些驱动器同时切换会引起更为严重的瞬态电流和电压降。结果，内部电源电压与外部电源电压有相当大的偏差。例如，如果一条输出总线的16个输出驱动器的电源线都连到同一条封装引线上，则它们同时切换时会引起至少1.1V的电压降。
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从上述分析可见，△I 噪声 会引起电源电压波动。电源电压波动造成的不良后果是多方面的、是严重的。考虑到数字电路的规模越来越大及△I噪声的叠加性，这一问题会变得更加严重。
一个数字系统要求对各个门电路提供稳定的电源电压。为了确保正常工作，电源电压的波动应控制在几百毫伏以内。所以，电源电流尖峰脉冲问题，已成为现代数字设计中必须解决的关键问题之一。
2电路内部噪声
在模拟电路中，外界噪声通常是关注的重点。而对于数字电路，则内部噪声最值得关注。一般来说，产生内部噪声源的原因包括地线噪声、电源线噪声、传输线（transimission line）反射、串扰（crosstalk）等，其中最重要的噪声源是地线噪声和电源线噪声。
2.1 地线噪声
由△I噪声产生过程的分析可知，负载电容CL在放电时引起电流尖峰脉冲，该电流尖峰脉冲流经接地线。由于接地线存在寄生电感，所以电流尖峰脉冲流经接地线时，便产生噪声电压，即地线噪声（接地线还有寄生电阻，但相对于寄生电感引起的噪声而言，其引起的噪声要小得多，可以不予考虑）。
实际上，由两个晶体管同时导通引起的电流尖峰脉冲也流经接地线，但由于相对于负载电容CL放电引起的电流尖峰脉冲而言，该电流尖峰脉冲要弱得多，所以在分析电流尖峰脉冲在接地线上引起的噪声时，该电流可以不予考虑。
为方便起见，在具体分析地线噪声的产生与危害时，可将逻辑电路等效为图3所示的形式。
当开关2 接通时，负载电容CL对地放电。随着上电压的下降，其存储的电荷流向地，在接地回路上形成一个电流尖峰脉冲，记作Idischarge。
随着放电电流建立然后衰减，这一电流变化通过接地引脚的电感起作用，在器件外的系统地平面与封装内的地之间感应产生了一个电压VGND，其大小为:
与满幅值的输出电压相比，VGND通常较小。它不会严重影响发送信号，但会严重干扰负载，影响对信号的接收。因为对接收电路而言，VGND脉冲就像是直接叠加在输入信号上的噪声。
以上是TTL电路的情况。虽然CMOS电路的拓扑（ topology ）结构不同，但噪声脉冲的概念是一样的。
如果同一芯片上的N个容性负载相应的N路输出同时转换，则会得到N倍的地电流，于是噪声脉冲的增大也接近N倍。
地线噪声可能破坏数字系统的正常工作。例如参考文献[4]中所述，一个TTL 八D触发器，由单一时钟输入，驱动一组32个存储器的芯片组。以每条输入线5pF负载电容计算，每条地址线的容性负载为160pF。分析可知，地线噪声可能引起双重触发（误触发）。然而，从外部观测时钟输入，显示的是一个完全干净的信号，错误只出现在器件封装内部。
测试表明，74HC174（四触发器）中单个触发器输出跳变引起噪声脉冲VGND大约为150mV，而在74F174上引起的噪声脉冲VGND是400mV。进一步分析可知，这样大的脉冲足以引起严重问题。
在工程实践中，可用下式估算噪声脉冲VGND的大小：
式中，tr(f)为逻辑器件的上升（或下降）时间（10%~90%转换时间），△V为转换电压。tr(f)和△V的大小取决于逻辑电路系列的性能指标，计算时取典型值。
实际上，这种地线噪声已成为现代数字系统中的主要噪声源之一，其危害往往严重而复杂。除了上面的示例外，边沿触发器的输入线(如复位和中断服务线)也特别容易受到地线噪声的影响。地线噪声引起的EMI辐射已成为一些数字电子产品不能通过相关的 EMC 强制测试认证的主要原因之一。
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