高精度带隙基准电压源电路设计方案

    基准电压源广泛应用于A/D、D/A转换器、开关电源以及各种通信电路，它的电源噪声抑制能力与稳定的温度特性是影响A/D，D/A速度与精度的重要因素，甚至影响整个系统的性能，良好的基准电压源设计才能满足需要。带隙电压基准(BGR)技术日趋成熟，具有较高精度，较低功耗的BGR在电路中被广泛应用。

    利用双极型晶体管的基区-发射区电压差△VBE在不同电流密度偏置下具有正温度系数，而其本身的基区-发射区电压VBE具有负温度系数，这两个电压线性叠加，得到较合适的近似零温度系数的基准电压源。该带隙基准电压源电路增加了启动电路和PTAT电流产生电路，其中PTAT电流产生电路是该基准源的核心，通过对电路的分析与研究，给出了基于0.5μm高压BiCMOS工艺下的带隙基准电压源的设计和仿真结果。

    1 传统的带隙电压基准源

    传统的带隙电压基准源原理图与电路结构如图1所示。

    图1(a)中，以VBE(on)和VT为基准的偏置源会有相反的TCF，输出电流可能以VBE(on)和VT的某种复合电压作为基准源，如果复合方式得当，可使输出温度系数为零，该电路输出电压为：

    VOUT=VBE(on)+MVT (1)

    通过确定VBE(on)的温度系数，使输出电压与温度无关，即从而确定要求的M值。

    对于图1(b)，已知两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。在图1中，如果MP1，MP2是同样的晶体管(IS1=IS2)，且偏置的集电极电流分别为nI0和I0，忽略它们的基极电流，那么

    △VBE=VBE1-VBE2=VTlnIo/Is1-VTlnIo/IS2=VTlnn (3)

    双极晶体管的偏置电流实际上是与绝对温度成正比(PTAT)的，假设MP1与MP2为相同的管子，要使ID1=ID2，电路必须保证VX=VY。所以，ID1=ID2=(VTlnn)/R，结果，使ID3产生同样的特性，并将PTAT电压ID3R2加到基极-发射极电压上，因此输出电压为

    只要保证(4)式中两项和是零，VBE3的值以及Q3尺寸的选择都有几分任意。实际上，由于晶体管之间的不匹配，以及R1的温度系数，ID5的变化会偏离理想的等式，给输出电压Vref带来误差。传统电路还存在电源电压较高，基准电压输出范围有限等问题，因此需要不断的改进与提高。

    2 带隙基准电压源电路设计

    基于0.5μm高压BICMOS工艺下的带隙基准电压源电路如图2所示，电路由启动电路和带隙基准电压产生电路两大部分组成。

    在与电源无关的偏置电路中，重要的问题是“简并”偏置点的存在，使电路有两种可能的状态：一种是工作状态，另一种是电路中没有电流流过，这是所不希望的状态。增加启动电路，使该电路在电源上电时，能驱使电路摆脱简并偏置点，正常启动并稳定工作。图2中左半部分即为该带隙基准电压源的启动电路部分，主要由R1、R2、MP1、HAP1和HAP2构成，其中HAP1与HAP2为高压非对称PMOS管，HAP1与HAP2构成电流镜，由于两者尺寸相同，HAP2的漏极电流与HAP1的漏极电流相等。当电路未进入工作状态时，HAP1与HAP2导通处于开启状态，通过增加VDD端电压，使得R1上压降逐渐增大，因此通过R1的电流增加;由于HAP1与HAP2构成的电流镜的作用，通过R2的电流与R1上的电流相同，所以R2上电流也随着VDD端电压上升而升高，R2两端的电压也随之升高;当VDD增加到一定程度后，R1远离地端的电势将逐渐升高到该工艺下高压非对称PMOS管的截止电压，并保持稳定，此时R1上的电流也趋于稳定，R2上电流也将趋于稳定，在R2远离HAP2端将得到一个较稳定的开启电压，经计算并仿真测得这个电压为5.92 V。

    对于电压产生电路，PTAT电流产生电路是该电路的核心部分，应用了BCD工艺下的PNP管。主要由MP2、MP3、HSP3、HSP4、HSN1、HSN2、MN1、MN2、R3、Q1、Q2构成。其中MP2、MP3、HSP3、HSP4、HSN1、HSN2、MN1、MN2、R3构成与电源无关的偏置，Q1、Q2产生与温度无关的基准。

    在偏置电流电路中，IREF通过某种方式由Iout得到，如果Iout最终与VDD无关，那么IREF则不受VDD影响，即与电源无关。当忽略MOS管沟道长度调制效应时，有Iout=KIREF，因为每个以二极管方式连接的器件都是由电流源驱动的，所以IREF近似的与电源无关。图2中MP3、HSP4 HSN2、MN2的宽长比分别是MP2、HSP3、HSN1、MN1的二倍，其中MP2、MP3、HSP3、HSP4与HSN1、HSN2、MN1、MN2分别构成共源共栅电流镜，生成与电源无关的电流偏置，影响电流精度的关键因素就是漏-源电压，漏-源电压的变化会严重影响漏极电流的匹配。对于普通电流镜电路，因它们的漏一源电压不同，从而失配与沟道调制效应会造成组成电流镜的两个晶体管的栅-源电压有差异，从而导致输出电流发生很大变化。采用共源共栅电流源结构的电路，优点在于它会有一个很大的输出电阻，这在镜像电流源中非常重要，能够提高输出基准电压的稳定性，此外该结构能够减小沟道调制效应的影响，能够改善电源抑制和初始精度等电路的重要性能。图2中经过MP4，与HSP5最后从HSN3中流出的电流和VT有关，所以电阻R4的压降也与VT有关，在做仿真的过程中，通过对R4的阻值优化，最后选择合适的电阻值使VOUT输出带隙电压。

    从式(7)可以看出，Iout与电源电压无关。因此MP2、MP3、HSP3、HSP4、HSN1、HSN2、MN1、MN2、R3共同构成了与电源无关偏置电流的产生电路。

    双极型晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数，对于一个双极型晶体管可以写出IC=Isexp(VBE/VT)，其中VT=kT/q，设b为固定的比例系数，Eg≈1.12 eV为硅的带隙能量，则有

    式(10)给出了在一定温度T下基极-发射极电压的温度系数，从中可以看出，它与VBE本身的大小有关。当VBE≈750mV，T=300 K时，

    ，可以看出VBE具有负的温度系数。

    当两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下时，假设基极-发射极电压分别为VBE1与VBE2，则二者的差值△VBE=VBE1-VBE2与绝对温度成正比。Q1与Q2为采用BCD工艺的PNP三极管，对于Q1、Q2有：

    3 电路仿真及结果分析

    基于0.5μm高压BiCMOS工艺，1.2 V带隙基准电压源基准电压的仿真结果如3所示。可以看出.通过给VDD端加上升的电压，电压从0 V上升到18 V，带隙基准电压源输出端的电压Vref随VDD端电压上升而逐渐升高，当VDD端电压上升到15 V左右时，电路进入工作状态，Vref端输出基准电压，此时，随着VDD的继续增加，Vref不再变化，最后Vref端电压保持在1.215 V。

    在做温度系数的仿真时，由于受到启动电路的影响，无法得到正确的温度系数曲线，在仿真时，通过将启动电路断路，使得基准电压随温度变化的曲线得以正常仿真。将带隙基准电压源电路在-40～85℃范围内进行仿真分析，得到带隙基准电压源的温度系数仿真结果如图4所示，可以看出，室温下带隙基准电压源的基准电压为1.215 0 V，85℃时带隙基准电压为1.216 05 V，可得该带隙基准电路的温度系数为7 ppm/℃。

    4 结论

    通过对传统的带隙电压基准源进行改进，增加启动电路，采用共源共栅结构的PTAT电流产生电路，设计了一种高精度、与电源和温度无关的具有稳定电压输出特性的带隙电压源。该设计电路在0.5μm高压BiCMOS工艺下实现，结果表明在-40～85℃范围内该带隙基准电路的温度系数为7 ppm/℃，室温下的带隙基准电压为1.215 V。

本文关键字：暂无联系方式稳压-电源电路，单元电路 - 稳压-电源电路