TMC246A是带传感延迟检测、保护／诊断和SPI接口的高电流微步步进电机驱动器。TMC246A是为2相步进电机控制应用的双全桥驱动器，能预知过载的能力使TMC246A成为最适宜的渴望需要高稳定的驱动器的选择，即使在高温环境下也允许有1.5A的电流输出（在105度高温下输出大于800毫安）。
驱动器可以用串行SPI（12bit协议）或模拟、数字信号来控制，内部综合了短路保护、超温保护、低压和高压保护。为平稳电机运转采用混合延迟特性，通过一个电容器或外部时钟编程PWM振荡器频率。电机电压供电范围是7到34V，数字部分供电电压是3.3V或5V。
内部结构框图及引脚功能
TMC246A采用PQFP44封装，其引脚排列如上图所示，其应用电路及内部结构框图如下图所示，由DAC数模转换电路、PWM控制、电流控制的门激励、传感器电流比较仪及桥式电机驱动电路、各种保护电路和控制诊断电路、SPI接口等组成。
上表是TMC246A的引脚功能，由于个别脚与多个引脚是一个功能，因此，给出引脚符号所对应的功能，具体哪个脚是哪个符号参照上图。
SPI接口控制
SPI数据设置了2极电机的电流和极性，通过使用连续的值，描述了一个正弦和余弦波，电机被微步驱动。
微处理器发送数据到TMC246A微处理器发送12bit数据到TMC246A，先发送高位，如下表所示。
电流值用标准4bit通信，CA3至CAO或CB3至CBO从0000到1111，电流值按照每6.7%的增幅变化，最小为0，最大为，100%。所有记录内容在电源开机复位时清零或通过ENN脚使芯片进入到低功耗待机状态消失，所有SPI输入都有施密特触发器功能。
TMC246A发送数据到微处理器TMC246A发送12bit数据到微处理器，先发送高位，如下表所示。微处理器根据TMC246A发送回来的12bit数据，做信号处理。
在SPI模式下通过INA和INB来控制基础电流在SPI模式下，芯片为每个DAC提供一个外部参考电压，将ANN接地，使能模拟电流控制，INA和INB的2V输入电压给出100%电流的满刻度，在此情形下，传感器电流比较仪的负向电压由INA和INB输入电压和DAC电流设置（在表2中设置）决定，有以下的公式：
VTRIP,A=0.17 VINAדpercent-age SPI current setting A“ VTRIP,B=0.17 VINBדpercent-age SPI current setting B” 传感器的电阻RS= VTRIP/lmax，在典型应用中RS=0.34V /lmax，（本设计中已将INA、INB脚接在一起，且用电阻分压使VINA、VINB约2V），我们选择传感器电阻为0 3欧，因此，电机最大电流I—max为0.34V/RS=0.34V/0.3=1.13A。
硬件电路设计
下图所示是TMC246A电机驱动器的应用电路图，其设计思路如下。
VS是电源供电端（TMC246A的36脚），PCB布线和连接外电源时，接线要尽可能的短和粗，而且在靠近每个电源引脚边接一个100—470微法的电解电容（或钽电容）与一个0.01—0.1微法的高频电容，能起到很好的滤波作用。VSA、VSB（TMC246A的30、4脚）是桥A/B电源供电端，VS通过0Ω保护电阻加到VSA、VSB上。OA1，OA2，081，082是电机输出端口，OA1，OA2，（TMC246A的2、3、7、8和5、6、10、1 1脚）接两相电机的一个绕组上，OB1，082（TMC246A的26、27、31、32和23、24、28、29脚）接两相电机的另一个绕组上，若电机运动方向不是我们想要的方向的时候，只需对调OA1，OA2，或OB1，082中的任两根线就可以改变电机的转向。
在电机输出引脚和地间分别接4个肖特基二极管以减小热消耗，给电机绕组上的反电动势在断电时提供回路。BRA，BRB（TMC246A的9、25脚）是输出电流传感器电阻连接端口，外接一个0.1 ~0.3Ω的电阻用于电流检测。该电阻应能满足功率需求，我们设计使用了0.3Ω/2W的电阻。BRA，BRB经100Q电阻，再经SRA、SRB（TMC246A的12、22脚）接传感器电流比较仪。
检测BRA，BRB上的电压来判断电机是否过流，一旦检测到BRA，BRB上的电压超过0.61V，PWM周期立即停止，在PWM周期剩下的时间里，桥内的所有晶体管都关闭。错误计数加1，若错误计数达到3，则桥保持关闭余下的60个PWM周期，即这一次正弦波，并将错误标志读出有效。在下一轮正弦波，超过63个PWM周期若没有过流，就取消错误标志。
VT(TMC246A的35脚)是对地短路检测比较仪端，检测对地短路或过流。在任何时候只要VS和VT间电压超过0.15V，在PWM周期剩下的时间里，桥内的所有晶体管都关闭。
PWM周期的空白时间由BL1、BL2(TMC246A的21、33脚)决定，空白时间即PWM的死区时间，为的是防止全桥上、下管直通短路。空白时间得兼顾低端晶体管的关闭时间和高端晶体管的打开时间，还有电流建立的时间。因此完整的转换持续时间不能超过1.5 μ s。BL2、BL1为GND、GND，空白时间为0.6 μ s；BL2、BL1为GND，VCC，空白时间为0.9 μ s：BL2、BL1为VCC、GND，空白时间为1.2μs;BL2、BL1为VCC、VCC，空白时间为1.5 μ s；本设计中BL2、BL1为VCC、GND，因此选择PWM周期的空白时间为1.2 μ s。尽可能低的空白时间为微步给出了最好的结果。
OSC(TMC246A的13脚)是PWM振荡器频率设定端，由外部电容器来设定。内部振荡器采用28kQ电阻对外部电容器充电／放电。也可以在此脚输入外部的CMOS电平的方波信号，不要把频率设定超过100 kHz，也不能悬空此脚。PWM振荡器频率Fosc一1/(40 u sxCosc(n F》，本设计OSC端外接电容器是1 nF，因此，PWM振荡器频率为25 kHz。
电机在锁定状态，为减少电流，微处理器发出低电平LOCK信号，使Q1导通，INA和INB端原来的2.2k电阻和1k电阻并联，电阻变为0.69K，此时VIN/VINB电压约为0.9V，则电机电流|为(0．17*0.9V)/0.3=0.51A，大大降低了功耗。
SLPtTMC246A的43脚）是斜率控制电阻端，全桥输出的输出电压斜率可控制，以减少对电力供应和汽车线路的噪声，且减少电路的电磁辐射。它是由在SLP引脚外接一个外部电阻来控制，这个电阻的范围是0到lOOk。该SLP引脚可直接连接到AGND以获得最快输出电压斜率，输出电压由15%到85%的时间和斜率控制电阻的关系如下30ns,2.2kQ;60ns,10kΩ;1 10ns,22kΩ;245ns，51kΩ；460ns，lOOkQ。本设计斜率控制电阻为22k，因此输出电压由15%到85%的时间为110ns。
ENN(TMC246A的19脚)是驱动器使能端，也是过压保护端。在禁用条件期间，电路关闭所有的输出功率晶体管，并进入低电流停机模式。所有登记内容将被清除为“0”，所有状态标志清除。利用外接分压电阻给ENN引脚提供一个固定的1/2VCC电压，则允许简单的使过压保护提高到40V。若VCC使用5V，过压保护阈值是26—29V，则可以按下图所示那样，将R15设为100k，R14设为10k。若VCC使用3.3V，过压保护阈值是26—29V，则下图中，将R15改为160k，R14仍为lOk。若想用微处理器来控制ENN，可以将R14左端接地去掉，改接微处理器，微处理器发出低电平信号，使能有效，若发出高电平信号，则使能无效。本设计始终使能。
