本文针对输出宽范围连续可调的恒功率电源，提出一种具有恒功率特性DC／DC变换器的控制策略。该变换器采用多相交错并联的Buck电路。分析了该变换器的基本原理、恒功率控制策略及恒功率切换对系统的影响。通过对系统输出滤波电容大小的优化设计及对负载电阻切换幅值的综合考虑，消除了恒功率切换对系统的不良影响，提高了系统可靠性。最后采用该拓扑结构试制了一台73 V输入，输出限压40 V，输出限流76 A，输出功率限制2．4 kW的工程样机，并给出了实验结果。
1 引言
多相交错并联技术常用在输出电压较低、电流较大的DC／DC变换器中。而输出宽范围连续可调的恒功率电源是开关电源诸多应用领域中的一种特殊应用，它具有输出电压可调范围宽、稳态工作点变化范围大及恒功率输出功能等特点。但此类开关电源存在占空比变换范围大、设备利用率低、体积大、成本高和效率低等问题，限制了其在工程领域中的应用。目前，宽范围恒功率电源的实现方法有采用线性电源及线性电源与开关电源组合的方式。传统线性稳压电源虽有调压范围宽、稳定性好、控制线路简单等特点，但受调整管功耗等因素限制，难以做到大电流宽范围电压输出，要使输出电压能够宽范围调节，必须使用多档开关或转换变压器抽头的方式，导致其体积较大、效率偏低；而线性电源与开关电源相组合的方式，虽然保证了稳压精度，一定程度上提高了系统效率，但输出电压在较宽范围内变化时，仍不能保证系统在全输出电压范围内的高效率。
2 变换器的结构与控制策略
2．1 变换器结构选择
在设计开关电源电路时，选择原则是在满足设计指标的前提下，力求经济、简单。这里采用的结构拓扑为两相交错并联的Buck电路，如图1所示。
2．2 控制策略
输出宽范围恒功率电源是指输出电压及电流都可在较宽的范围内连续调节，且在工作区内变换器可工作在恒功率模式，即输出电压大时负载电流小，负载电流大时输出电压小，其输出特性如图2a所示。该类变换器的输出电流在0～Iomax间连续调节，而最大输出电压限制在Uomax，最大输出功率限制在Pomax。例如输出电流给定为I1，而负载从R1增大到R2时，系统的工作点将从A切换到B，此时输出电流也将被限制在I2。
结合图2b可知，变换器存在3个工作区间：恒压、恒流及恒功率工作区间，相对应3种控制策略。
恒流工作区间 只需单电流环工作即可，且只要保证每个模块所给定的电流基准一致，调节器的稳态误差很微小，电路能实现均流，正常工作。
恒压工作区间 由于模块输出属于恒压性质，输出电压稍微差别就可导致输出电流的较大差别，故在恒压工作区需考虑不均流现象。
恒压控制下单个模块输出电流取决于该模块的等效空载电压和输出电阻大小，故可将单个模块电路等效为一个电压源和一个电阻串联的模型。图3示出两个模块并联时输出电流和电压的关系曲线。图3a为等效空载电压不同，输出电阻相同，工作在相同电压下的输出电流差异。图3b为等效空载电压相等，输出电阻不同，工作在相同电压下的输出电流差异。
图3a中两个模块输出特性分别为：
U1=Uo1-I1Ro，U2=Uo2-I2Ro (1)
输出电流的差值为：
可见，若在实际电源模块中，既存在等效空载电压不等，又存在输出电阻不相同，这样不均流的情况将更严重。因此，在恒压工作区间采用主从跟随法，电压外环和电流内环双环控制。
恒功率工作区间 类似恒压工作区间，采用功率外环和电流内环双环控制。在保证每个模块的输出功率相等的同时，间接地实现了后级两个Buck模块输出电流相等，实现了模块间均流。
整机控制策略：恒流工作区间，由于变换器电压和功率都未达到设定的基准限制值，其电压环和功率环的输出均为正向饱和，反偏二极管截止不导通，此时只有电流环工作，跟随外部电流给定基准。当负载电阻或电流给定基准变化导致变换器输出超过Uomax或Pomax时，电压环或功率环退饱和，使补偿器输出电压变低，反偏二极管导通，外部给定电流基准被拉低，以此作为新的电流环基准，变换器工作在恒压或恒功率模式下，同时实现了在不同工作区间内的均流。
2．3 模式切换分析
此时需考虑Buck在恒压、恒流及恒功率间相互切换时对Buck变换器输入及输出的影响。以电感电流连续模式(CCM)下单相Buck电路为研究对象，分析如下：
开关管开通时：
uL=LDIL／dt=Uin-Uo，IC=CduC／dt=iL-Uo／Ro (5)
式中：iL为Buck电路中电感电流；uL为电感上电压；iC为输出滤波电容上通过的电流；Uin为输入电压；Uo和Ro分别为输出电压及负载电阻。
开关管关断，二极管续流时：
uL=-Uo，iC=iL-Uo／Ro (6)
工作在CCM下，Buck电路输入输出电压关系为：Uo=DUin，D为占空比。稳态时Buck电路uL在一个周期内的平均值为零，由式(5)，(6)和Uo=DUin可知，uL在一个周期内的平均值公式为：
UL(Ts)=(Uin-Uo)D-Uo(1-D)=UinD-Uo=0 (7)
当Buck的负载电阻从Ro变为R1(对应的稳态输出电压为U1，由于稳态工作点切换的瞬间，控制环路存在一定的延时，D基本保持不变，此时u1在一个周期内的平均值可表示为：
UL(Ts)=(Uin-U1)D-U1(1-D)=Uo-U1 (8)
根据式(8)，iL将会有较大的增加(Uo>U1)或减小(Uo<U1)，这样会使补偿网络饱和，导致iL有较大尖峰或电路进入断续模式，造成电磁干扰及系统效率降低等一系列问题。
在此以恒功率切换至恒流模式为例，仿真波形如图4a所示。可见，在切换瞬间输出电流存在一个很大的过冲，这个过冲是由于在负载电阻切换瞬间，输出电容上电压维持不变，放电产生一个较大的电流。由于系统控制环路存在一定延迟，电感电流在切换瞬间几乎维持不变，之后电感电流才会出现一个较大的过冲，这样就会导致变换器瞬时输出功率变大，此时对变换器的功率器件也会有一个较大的冲击，易损坏器件，对于功率器件的选择要求变高。在实际应用中，在切换瞬间，变换器向前级索取的瞬时功率会很大，可能对前级也会造成一定冲击。
为解决上述问题，可采用减小输出滤波电容大小的方法，将输出滤波电容从2 000μF减小到100μF后的仿真波形如图4b所示。可见负载电流的过冲从图4a中335．2 A减小至155 A，效果明显。图4c为采用使负载电阻切换的阶跃不太大，即电阻间变化尽量小的方法时的仿真波形。
图4a中负载电阻从0．5 Ω变至0．1 Ω，电流过冲最大为335．2 A，图4c中电阻从0．35 Ω变至0．2 Ω时，电流过冲减小至112．4 A，效果明显。
3 实验结果
为验证以上分析，研制了一台实验样机。两相交错并联Buck输入电压73 V，开关频率50 kHz，输出限压40 V，输出限流76 A，输出功率限制2．4 kW。图5a为两路交错并联Buck电路上管的驱动信号ugV1，ugV2和输出电感电流波形iL1，iL2，可见两路驱动交错180°，输出电感电流稍有误差，可实现均流效果；图5b示出电路从恒流切换到恒功率的Iref、输出电压Uo和输出电流Io的阶跃波形；图5c示出电路从恒功率工作模式切换到恒流的Iref，Uo，Io的阶跃波形。相对于图5b，此工作模式切换较平缓，而且动态的响应速度也较快。
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