研究了一种适用于电动汽车的高效率双管正激直流变换器，在提出一种设计方案的基础上，重点对其控制电路，反馈回路、启动电路和变压器的关键参数等进行了详细分析设计。其中控制电路使用SG3525芯片，采用二型补偿对控制电路进行补偿。实验测试结果表明该变换器输出稳定，有较高的转换效率。
电动汽车作为一种新能源的交通工具，目前已经得到快速地发展。电动汽车的能量一般由6节蓄电池串联组成的蓄电池组(电压72 V)进行供应，但电动汽车中的一些辅助电子设备，如汽车大灯、刹车尾灯、喇叭和雨刮器等的工作电压都是14 V，因此需要一只由72～14 V的直流变换器进行可靠的电压变换。同时由于电动汽车内部的工作环境的限制，以及从节约能源角度考虑，该直流变换器必须有较高的转换效率。根据一般电动汽车的实际工作需求，该设计的直流变换器采用了双管正激的拓扑结构，输出功率300 W，转换效率大于85％。由于本设计中MOS管承受的电压应力小，变压器构造简单，不需要磁复位绕组，不会出现桥臂直通的问题，因此设计简单、可靠性高。
1 系统结构组成
车载双管正激直流变换器的结构图如图1所示。
系统由4个部分组成：功率电路，隔离反馈电路，PI补偿电路与PWM生成电路和驱动电路组成。隔离反馈电路主要由光耦P521与精密稳压管TL431组成，把输出电压隔离后反馈给控制芯片。PI补偿电路与PWM生成电路由芯片SG3525来实现其功能。驱动电路用于把PWM信号分成两路独立的信号G1，G2，分别用于驱动MOS管VQ1，VQ2。这四个部分构成了一个闭环系统，根据输出电压调节占空比，最终使输出电压稳定。
双管正激直流变换器工作在电流连续模式下的两个工作状态可用如下的简化电路来表示(为了便于分析，忽略MOS管的导通电压、导通压降以及寄生电容，把变换器简化成两个工作状态：开关导通状态与开关闭合状态)：
双管正激变换器工作过程为：MOS管导通时，初级侧电流流经上管VQ1，变压器初级，下管VQ2后返回电池组负极。在这个过程中励磁电流逐渐增大。次级侧整流二极管VD3导通，续流二极管VD4截止，电池组通过变压器给负载提供能量，并且给输出屯容充电。MOS管截止时，初级侧两个MOS管截止，励磁二极管VD1，VD2导通，励磁电流逐渐下降为零，对变压器进行磁复位。次级侧整流二极管VD3截止，续流二极管VD4导通，存储在电感中的电能为负载提供电流。见图2、图3。
2 相关电路的设计
2．1 控制电路与补偿电路
双管正激变换器控制电路选用了SG3525控制芯片，与其他控制芯片相比，SG3525去除了限流比较器，改由外部关断信号输入端来实现限流功能，同时还具有逐个脉冲关断和直流输出电流限幅功能，适合输出低电压大电流变换器。实际使用中，在引脚10上接电流检测信号，来对输出电流进行限制。SG3525还具有欠压锁定功能，当芯片供电小于8 V时，芯片无PWM信号输出，变换器也无输出电压，从而实现保护功能。为保证双管正激变换器中的高频变压器在一个周期内完成磁复位，根据变压器励磁电感的伏秒平衡原理可知变换器的占空比必须小于0．5。通过调节SG3525外围的定时容CT，定时电阻RT，以及放电电阻RD来设定PWM的最大占空比以及死区时间。控制电路使用PWM控制芯片SG3 525，外围电路简单。电路中的锯齿波频率由RT，CT和RD决定，取CT=1．5 nF，RT=5．1 kΩ，RD=220 Ω。根据公式f=1／[CT(0.7RT+3RD)]计算出振荡器输出频率约140 kHz，PWM信号频率约为70 kHz。软启动功能引脚接一个4．7μF的电容。当电容充满电，SG352的8脚为高电平时，SG3525才开始工作。稳定的系统要求回路开环BODE图在剪切频率出幅值斜率为-20 dB／dec，至少有45°的相位裕量。双管正激直流变换器采用二型补偿电路(见图4)，其传递函数为：
设计时将穿越频率设定为1／4开关频率；零点频率设为1／4滤波器谐振频率，增加中频段相位裕量；极点频率设为1／4滤波电容自身容阻频率，增加高频段的衰减。由
2．2 驱动电路
双管正激电路的两个MOS管由同一个PWM信号控制MOS管导通与关断，但是双管正激变换器中上管浮地，因此需要将两路驱动信号隔离。通常可采用专用的驱动芯片，但是驱动芯片价格高，且可靠性不如变压器驱动。一该变换器采用变压器隔离方式，原理图见图5。这种方法所用器件少，成本低，可靠性高于驱动芯片。
2．3 反馈电路
反馈电路如图6所示，双管正激直流变换器采用电压反馈控制环路来保证在不同的负载情况下输出电压为一稳定值。因输入端与输出端不共地，需要隔离，采用光耦P521和精密稳压管TL431相配合，作为参考、隔离、取样和放大，组成负反馈环路。在次级电路中，稳压器件TL431作为基准和反馈误差放大器，采样输出，并产生相应的误差电压。光耦的正向电流If小于5 mA时，If微小的变化会引起三极管电流IC的剧烈变化；正向电流If大于10 mA时，光耦开始趋向饱和，因此光耦的静态工作点设置在If=5～10 mA比较合适。TL431正常工作时，阴极电压为2．5 V，所以R7取值1．2 kΩ，保证光耦工作在合适的静态工作点。R11的取值要考虑两个因素：
(1)TL431参考输入端的电流。一般此电流为2μA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R11的电流为参考电流的100倍以上，所以此电阻要小于12．5 kΩ；
(2)损耗的要求。在小于12．5 kΩ的情况下，阻值越大，损耗越小，故R11取值10 kΩ。
根据TL431的性能，R10，R11，Vo，vr有固定的关系：
Vo=(1+R10／R11)Vr (2)
式中：Vo为输出电压；Vr=2．50 V为参考电压，所以R10取值46 kΩ。
TL431的最小阴极电流为0．2 mA，为保证TL431能够正常工作，风为TL431提供了最小阴极电流。由于TL431最小阴极电压为2．5 V，输出电压为14 V，所以R8取值为10 kΩ，保证最小阴极电流。
2．4 启动电路
启动电路如图7所示，启动电路的作用在于在变换器开始工作时，给PWM调制芯片供电引脚提供电流。在变换器开始正常工作时，由供电电路给芯片提供电能，启动电路断开。
直流变换器刚上电时，在分压电阻的作用下，二极管D2阳极电压为12 V。电流经过二极管D2后给芯片供电引脚提供电流。芯片开始工作后，输出最大占空比，驱动MOS管。供电电路开始工作，输出16 V电压，高于二极管阳极电压，二极管断开，启动电路不再工作。
3 变换器关键参数的设计以及器件的选择
在该直流变换器中，变压器以及输出电感参数的计算直接决定双管正激交换器的可靠性和效率，MOS管以及次级整流续流二极管的选择对变换器转换效率也有影响。
3．1 变压器磁芯的选取
磁芯尺寸的计算方法一般有面积乘积法(AP法)和磁芯几何参数法(KG法)，这里选用面积乘积法，计算公式如下：
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