级联多电平逆变器

图7 单-三相混合级联逆变电路

(3) 减少独立电源数的级联多电平逆变电路[18]
由前述可以看出，级联多电平电路显示了其巨大的优越性，特别是模块化的输出为系统带来很多方便。但是，在具有独立直流电源的级联多电平逆变电路中，其所需独立直流电源数很大，且随着输出电平数及逆变器相数的增加而增加。如果每一个直流电源都需要被控制的话，就使整个系统的控制变得很复杂。因此文献[18]提出了一种合成电路的思想，以期减少直流电源数量。
图8(a)为推荐的三相级联逆变主电路，它只有三个独立直流电源，每相根据各开关的不同组合可以产生＋2vdc、-2vdc、＋vdc或-vdc电平的电压。图中fbc为基本的h桥逆变单元。为了避免各直流电源短路，增加了一组合成电路(synthesizing circuit)。合成电路基本模式如图8(b)所示，具体实现由图8(c)所示的两种方法完成，s1和s2为双向开关。

图8 减少独立电源数的级联多电平逆变电路

3 级联多电平逆变器控制策略
3.1三角载波移相pwm法(triangular carrier phase shifting pwm method pspwm)
三角载波移相pwm法是一种专门用于级联多电平逆变器的pwm方法。每个逆变单元的调制信号均由一个三角载波和一个正弦调制波比较产生，所有模块的正弦调制波一样，而三角载波依次相移一个角度，从而使得各单元模块产生的spwm波在相位上相互错开，最终各模块串联叠加后输出的pwm波频率提高了很多倍，可大大减小滤波电感的体积。
如对于m个逆变单元串联的逆变电路，假设三角载波的频率为正弦调制波的k倍，则相邻载波之间的相移为2π/mk，相应的输出等效载波频率为mk。很多文章对输出的谐波幅值及频率与相位之间的关系进行了详细分析[25][42]。验证了上述结论。图9为3个逆变单元串联的pspwm调制原理。
该法适合于单相系统。

图9 pspwm调制原理

3.2 谐波消去法(harmonic elimination methog)[5][7][11][21][24][33][55]
(1) 优化阶梯波宽度法(step modulation pwm)
它是基于合成理论，将串联连接的多个逆变单元输出的矩形波进行合成、叠加，成为接近于正弦波的阶梯波，根据要消去的谐波项，通过优化选择各逆变单元器件的导通和截止的时刻(也就是各单元输出方波的宽度)，从而达到消去特定谐波的目的。
如图10(a)所示为三级串联的多电平逆变器，v1、v2和v3是三个逆变单元输出的电压，最上面的波形为合成以后的阶梯波形，通过合理选择θ1、θ2和θ3来优化阶梯波。文献[11][24]对此优化算法进行了详细分析。

图10 shepwm 原理

(2) 特定谐波消去法(selective harmonic elimination pwm shepwm)
特定谐波消去法也是基于合成理论，在上述优化阶梯波宽度法的基础上改进而来。优化阶梯波宽度法的开关角必须满足0＜θ1,θ2,…,θk＜π/2，否则该方法不存在，因此其调制范围通常较窄。而特定谐波消去法提高了该法的调制范围。其基本思想是:由k(k为串联连接的逆变单元数)对脉冲波合成的输出，可将其调制范围分为k个区间，在不同的区间采用不同的波形叠加方式。
实际上特定谐波消去法就是每个逆变单元在控制上增加更多的自由度，如对三级串联的逆变电路三级分别增加自由度变量:α1、α2和α3;β1、β2、β3和β4;γ1、γ2、γ3、γ4和γ5，如图10(b)所示，通过调整这11个参数以消除更多的谐波。但是，很明显，它是以提高开关频率做代价的，算法比优化阶梯波宽度复杂很多[21][55]。
(3) 虚拟级的脉宽调制法[21](virtual stage pulse-width modulation technique vspwm)
上面两种方法的开关频率都是基波频率，能消除的谐波个数受逆变器电平级数的限制。为了消除更多次数的谐波，提出了一种更一般的波形叠加方法[21]。由k个直流电压相等的h桥构成的逆变器，其输出可以由p个正脉冲和q个负脉冲合成(p-q=k)，如图11所示。通过选择正、负脉冲的个数，消除更多的谐波。该法不受逆变器电平数的限制，但开关频率也提高。

图11 vspwm原理

其实，无论采用上述谐波消去法中的何种方法，都必须求解一组超越方程以确定开关角等。同时采用数值法求解时，存在解的存在及唯一性问题。
3.3 子谐波pwm法(subharmonic pwm)[8][22][25][34]
对于n个逆变单元串联的逆变器，每相控制可采用n个具有相同频率(fc)和峰值(ac)的三角载波与一个频率和幅值分别为fm和am的正弦调制波相比较，为了使n个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。在正弦波与三角波相交的时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件，反之，如果调制波的幅值小于某个三角波的幅值则关断该器件。该方法的原理如图12(a)所示。显然，最上层和最下层的逆变单元器件的开关次数多，因此，为了平衡开关数，可以采用不同波段变频的策略[8]，如图12(b)所示。

图12 shpwm 原理

根据三角载波的相位的不同，shpwm可分为三种典型的情况[25][39]。
(1) pd法
所有载波具有相同相位(pd法):谐波主要集中在载波频率处，该处的谐波幅值较大，从而使相电压畸变较大;其它的谐波分量主要是以载波整数倍频率为中心的边带谐波，幅值较小。在三相系统的输出线电压中，由于各个三角载波同相位，因此载波处的谐波相互抵消，使线电压的thd降的较低;因此对于三相系统，如果载波比为3的倍数时，pd法线电压谐波最小(三次谐波被消去)。
(2) pod型
所有位于零基准以上的载波同相位，所有位于零基准以下的载波具有相反相位(pod型):在相电压和线电压中，都没有载波谐波，但均存在以载波整数倍频率为中心的边带谐波，且其幅值大于pd型系统中的相应幅值，所以，该方法最终得到的相电压和线电压的相对较高。
(3) apod型
所有载波自上而下，交替反相和同相(apod型):其频谱分布与pod型系统很类似，所有谐波基本都位于以载波整数倍频率为中心的边带上，唯一的区别就是，pod型中的谐波能量主要集中在载波频率两侧边带中，而apod型系统中谐波分布更加均匀。显然，在apod型系统中，由于相应谐波在三相系统中，不仅不能相互抵消，有的甚至相互叠加，导致线电压的thd反而大于相电压的thd。
因此，在三相系统中pd型系统是最优的。对于单相逆变器，apod配置电压谐波最小。
实际中，由于在混联电路中，不同逆变单元中采用的器件不一样，为了充分利用器件的开关特性，因此调制波不变，而载波的频率可以设置的不一样，大功率器件采用较低频率的载波，较小功率的器件采用较高频率的载波，如图12(b)所示。这样既充分利用了器件，又提高了输出波形质量。
3.3 开关频率优化pwm法(switch frequency optimal—sfopwm)[8]
开关频率优化pwm法与shpwm法类似，这种方法，它们的载波要求相同，但sfopwm的正弦调制波中注入了零序分量，使调制比增大。对于一个三相系统，这个零序分量是三相正弦波瞬态最大最小值的平均值。所以sfopwm法的调制波是通常的三相正弦波减去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相调制波的计算公式如下:
vzero=(max(va,vb,vc)+min(va,vb,vc))/2
va＊=va－vzero
vb＊=vb－vzero
vc＊=vc－vzero
该方法只适用于三相系统，因为注入的零序分量在单相系统统中无法相互抵消，从而在输出波形中存在三次谐波，如图13所示。也有人把开关频率优化pwm法和三角波移相pwm法结合产生新的ps-sfopwm法，该法特点:在相同的开关频率下，等效开关频率提高了很多倍，因而谐波大大减小，电压调制比提高了1.15倍。

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