一种新型大功率充电模块的设计_电工文摘

一种新型大功率充电模块的设计

点击数：7546 次录入时间：03-04 11:49:09 整理：http://www.55dianzi.com 电工文摘

本文通过对以前的充电机的总结，设计了一种新型的大功率充电模块。该充电模块以80C196KC单片机为控制器的CPU，集成芯片TC787为同步脉冲产生器，晶闸管为功率变换器。其中详细介绍了一种通过普通光藕T521-4和运放实现线性光藕的电路，实现了电压电流的准确采集；同时还介绍了触发脉冲的产生电路和放大电路。
关键词: 充电模块晶闸管采集触发脉冲

摘要:本文通过对以前的充电机的总结，设计了一种新型的大功率充电模块。该充电模块以80C196KC单片机为控制器的CPU，集成芯片TC787为同步脉冲产生器，晶闸管为功率变换器。其中详细介绍了一种通过普通光藕T521-4和运放实现线性光藕的电路，实现了电压电流的准确采集；同时还介绍了触发脉冲的产生电路和放大电路。关键词: 充电模块晶闸管采集触发脉冲1．引言蓄电池在现代工业社会的应用已经非常广泛，而蓄电池的种类也比较多。各种不同的蓄电池有不同的应用场合：能量密度高的蓄电池，镍氢充电电池、锂离子充电电池主要用于便携式电话机等移动通讯设备、笔记本电脑、摄像机中；而能量密度相对低一点，但价格便宜的鉛酸蓄电池则广泛地应用于邮电、电力系统、煤矿等行业。.目前用于对铅酸蓄电池的充电机主要有两种, 一种是高频开关电源，还有一种是以晶闸管为功率变换器的相控电源。高频开关电源因其功率密度高、输出纹波小的优势占领着很大一部分市场。高频开关电源的种类也有很多，区别主要在于功率变换器件和移相控制芯片。对于较大功率场合，人们主要用IGBT作为功率变换器件，IGBT的优势是能通过的电流比较大，耐压值比较高，但频率不是很高，而且驱动电路比较复杂，因此这种电源的功率密度比用MOSFET作为功率管的电源的功率密度要小。用MOSFET作为功率变换器件，因其耐流值不高，所以只适合于小功率场合。但因其频率很高，而且驱动电路简单，故体积比较小，功率密度高。但是对于大功率的充电系统，如果采用开关电源作为充电设备。则开关电源的功率管则必须用耐流值大的IGBT管，但成本较高，控制较复杂。通常的做法就是将几个输出功率比较小的开关电源并联，采用均流技术，不过其成本也很高，而且可靠性不是很好。此时另外一种可选的方案就是以晶闸管为功率变换器的相控电源。这种以晶闸管为功率变换器的相控电源以前采用的是模拟似的。而随着数字时代的到来，人们则采用单片机为控制器，研发了数字式的相控电源，人们可以实现“遥测、遥控”。各种相控电源的设计思路基本相同。2．本充电机模块的总体设计方案文章设计的充电模块也是一种数字式相控电源，如图1－1所示，晶闸管的触发脉冲是通过集成芯片TC787产生的，而触发角的大小则是通过单片机80C196KC改变TC787移相控制电压来改变的。80C196KC本身没有D/A输出，控制电压是通过单片机的PWM输出一个方波信号，然后经过整流滤波而得到的。而电压、电流的采集则是通过单片机本身自带的A/D变换器完成的。该充电模块没有人机接口电路，参数的设定需通过上位机来完成，所以只能算是一个充电模块。因为采用了专门的脉冲产生集成芯片，所以CPU具有更多的时间用于算法的优化。同时本方案设计的充电模块除了备有RS485通讯接口，还配有CAN接口。

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3．电压电流采集回路的设计本充电模块利用80C196KC本身的A/D转换器，实现对电压、电流等重要参数的采集。由于80C196KC单片机的A/D转换器对外加控制电压有一定要求，它只允许对0～+5V的标准电压进行转换，而实际的输入不仅有幅值的差异而且有极性的不同，因此需要将输入电压用精密电阻进行衰减，隔离成0－＋5V的信号供单片机采集；而将输入电流隔离、放大成0－＋5V的信号供单片机采集。但是对输入的信号既要进行隔离，又要将它等比例地送给单片机，一般都采用线性光耦，如HCNR200，但其价格较高，因此我们采用另一种方法，利用普通光耦合和运放实现线性光耦的功能。电压采样回路电路如图1－2所示，电流采样回路电路如图1－3所示。3．1 电压采集回路的设计电压采样电路如图1－2所示，其工作原理如下所述：从分压电阻取来的充电电压信号经滤波后，被单片机周期采样。将采样信号转化为0～5V的模拟电压量送给单片机的A/D采样通道ACH0，使单片机能采集到当时的电压，以便进行稳压、稳流或限压、限流调节，为控制算法的分析、处理，实现控制、保护、显示等功能提供依据。

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200)this.width=200" align=absMiddle border=0>图1－2 电压采样电路由于521－4的四个光耦制造工艺相同，可以近似地认为它们的电流放电倍数是相同的。即

200)this.width=200" align=absMiddle border=0>即把输入电压从0～300V衰减到0～5V。3．2 电流采集回路的设计

200)this.width=200" align=absMiddle border=0>图1－3 电流采样电路电流采集的原理图如图1－3所示。其工作原理与电压采集的原理基本相同，区别主要在电流的输入信号为分流器输出的信号，信号范围为0－75mV，显然信号太弱，对于分辨率不高的A/D精度显然不够。在这里，我们通过LM324将其放大。根据放大器的工作原理，放大的倍数为β＝R63B/R61B=400K/10K=40。从而使得VI点的电压范围为0－3V，而VI点相对于AGNDW的电压与AC1点相对于AGND的电压的关系跟图1－2中，Vi点电压与AC0点电压的关系类似。在此处我们通过调节RW6，将0－75mV的电压信号（分流器上的电压）放大到0－5V，供单片机采样。4．脉冲触发电路的设计图1－4所示的触发脉冲产生电路。集成芯片TC787有18个脚，封装为双列直插式。其中1、2、18脚输入10－1000HZ，电压的范围为0－VDD（V）同步电压，4脚的移相电压为0.2－13V，移相电压越大，输出导通角越大。5脚为输出保护端，当5脚电位大于12V，六路脉冲全部被封锁，系统处于保护状态。当5脚电位小于3V时，系统正常工作。6脚为功能选择端。当6脚接低电平（地）时，输出为半控单脉冲形式，12，11，10，9，8，7分别输出A、－C、B、－A、C、－B的单触发脉冲；当6脚接高电平(VDD)时，输出为全控双触发脉冲。13脚接的电容Cx确定输出脉冲的宽度，电容越大，脉冲越宽，在50HZ情况下，若Cx选0.01uF，则其脉冲宽度大约为0.5ms；14，15，16脚接的积分电容在50HZ时，一般选0.1uF左右，为保证锯齿波的一致性，3个电容相对误差应控制在5％以内。

200)this.width=200" align=absMiddle border=0>图1－4 触发脉冲产生电路

200)this.width=200" align=absMiddle border=0>图1－5移相控制电压的产生电路我们通过改变TC787的4脚的移相电压（Vi）的大小来改变输出脉冲角的大小。至如Vi的大小可以通过调节如图1－5所示的电位器RW8而调节，也可以通过单片机调节PWM的脉宽来调节位器来调节。因为单片机的PWM输出的脉冲的幅值为5V，所以我们通过7406与RC滤波电路，使得Vi1为0－15V的电压。在实际的控制中，我们不用调节电位器RW8的方法调节Vi，在电路里设计了RW8是为了调试需要。在实际的调试中，我们得知，移相电压Vi的大小与触发脉冲角的大小在移相电压比较大的时候不成线性关系。在移相电压比较大（对应的触发脉冲角为90度）的时候，电压稍微变化一点，触发脉冲角则变化很大。如果用电位器来控制，则没有什么大的问题，但如果用单片机的D/A（PWM）控制，则存在比较大的问题，因为PWM的分辨率为1/256。按照理论上的讨论，当脉冲触发角为90度时，感性负载的输出为零。但实际情况是，我们的负载虽叫感性负载，但不是纯感性负载，所以只有当脉冲触发角在100度以上（甚至更大）才有可能让输出电压为零。而当脉冲触发角大于90度以后，Vi稍微变化一点，触发角就会变化很大。据实际的调试可得知，当主回路中变压器的输出，即变流器的输入为60V时，给PWM赋值为14时，Vi的输出为13.46V，脉冲触发角为110度，负载两端的电压为0V，给PWM赋值为15时，Vi的输出为13.40V,脉冲触发角为100度，负载两端的电压为12V。从试验结果可以得出，当需要将输出电压控制在比较低的范围内。利用PWM很难得到满意的结果。为了避开那段线性度差的位置，我们通过调节RWA，RWB，RWC将TC787的18，1，2角的同步输入电压与同步变压器的输出电压的移相角调到50度，这样触发脉冲角的变化范围变成了20－180度，这样那段非线性区被移到110－180度。而事实上为了使晶闸管换相绝对成功，触发角是不能取的太小的，最小的触发角为20度则正好。脉冲触发角最小值的增大带来的后果是对于同样大的输入电压（指变流器的输入电压），负载上的电压的最大调节范围被缩小了。5．总结本文通过对以往稳压电源的分析与改进，设计了一种以80C196KC为控制器的CPU、集成芯片TC787为触发脉冲产生器、晶闸管为功率变换器的新型大功率充电模块。其中详细介绍了电压、电流的线性隔离采样电路和触发脉冲的产生、放大电路。

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