此处：
此处，Pin - NC1230进入跨越周期模式的功耗水平。
Lp -初级电感。
F - NCP1230的工作频率。
此处， τ-电源转换效率。
在跨越周期模式时，PFC-Vcc信号插入了一个高阻抗，只要轻载条件检测出来并开始执行，图6示出典型波形，第一部分给出正常工作条件，此时输出电压较低，结果是反馈信号较高，要控制器提供出最大功率。第二部分在正常负载，输出电平稳定状态。第三部分为输出功率降到25%的阈值以下时，此时出现125ms的起动时段。如果条件仍存在，NCP1230继续为低功率输出，内部开关SW1开路，PFC-Vcc信号输出为低。此时NCP1230进入跨越周期模式，FB端移到750mV的阈值水平。在跨越比较器处有100mv窗口，此过程取决于电源在轻载的条件及其时间常数。因为这时纹波幅度重迭于FB端，低于第二阈值（1.25V），PFC-Vcc比较器输出仍停在高电平。
在第四个部分，输出功率开始增加，反馈电压上升超过1.25V阈值。NCP1230离开跨越周期模式，又回到正常工作状态。
离开待机状态
当反馈电压升到超出1.25V时，跨越周期停止，SW1立即闭合，并重新供电给PFC,此处无延迟，在此时SW1立即开启。见图6。
图6 跨越周期工作波形
电流检测
NCP1230为峰值电流控制模式，电流检测输入内部箝制在1.0V,所以检测电阻由下面公式R Sense = 1.0V / Ipk 决定。
用一支18KΩ电阻接到CS端，另外一端接到内部振荡器的输出，用于斜波补偿。见图7。
图7 NCP1230的斜波补偿
斜波补偿
在开关电源中工作在连续导通模式（CCM）时系在占空比大于50%时，振荡器位于开关频率的一半处。为消除此条件，斜波补偿可以加到电流检测信号处，以校正次谐波振荡。对低的电流环增益，典型的产生于50%~100%的电感下斜处。
NCP1230提供一个内部2.3V峰峰值的斜波，其通过18KΩ电阻连接到电流检测端，为执行斜波补偿，需一支电阻从电流检测电阻处接到3PIN。
实例计算
如果我们假设用65KHz的NCP1230版本，在65KHz下，斜波的dv/dt是130mV/μS.我们设计的反激变换器，初级电感 为530μH.电源输出为12V,Np: Ns = 1:0.1,初级电流斜率在关断时间段为：
当在电流检测电阻（0.1Ω）强加上时，若选75%的电感电流的下斜作为我们所需求的斜波总量，那么我们将有27 mV/μS。
设内部补偿为130 mV,分压比推荐为0.207,因此：
前沿消隐
在开关电源中，在电流斜波起始点，因功率开关的栅源电容，变压器绕组间交连电容及输出整流管的反向恢复造成一个很大的电流尖刺，为防止它造成的不成熟地关断PWM的输出驱动，必须加入前沿消隐电路，令其与电流检测输入及PWM比较器串接。LEB电路的加入使电流检测信号在开始的250ns内将其消除。见图8.
图 8 前沿消隐电路
图9 短路保护的时序 1
短路保护
NCP1230采用辅助绕组去检测隔离的二次侧的输出状态来应对短路保护，这是与其它控制器完全不同的地方，这需要一些条件。（在本例中要有较大漏感）否则极难做短路保护及过载保护。在功率开关关断时，漏感重迭了一个大的尖峰电压于开关的漏极上，这个尖峰会在隔离的二次侧输出处检测出来，在辅助绕组中也能检测出来。因为辅助绕组也在此峰值处用二极管整流，这样辅助绕组的Vcc电容电压上也出现峰值于正常的平坦处，它也正比于输出水平。
为了解析这个结果，NCP1230监视此1.0V的错误标志。此错误标志（内部1V）维持高电平的话，立即开始一个125ms时段，如果此125ms时段结束时，错误标志仍旧维持，则控制器即决定有真实的故障条件，于是停止PWM的驱动输出，见图9.当其出现时，Vcc开始减小，因为电源已被锁住，当Vcc降到UVLO低电平（7.7V）阈值时，即进入锁住阶段。此时内部消耗降到680μA,Vcc端电压继续下滑，但速度减慢，当Vcc达到锁死电平（5.6V）时，电流源起动开通，再将Vcc拉高到UVLO的高端阈值，为限制故障时的输出功率，用两个电路分压器接于Vcc处，在电源重新起动之前需要两个起动程序，如果故障不再存在，错误标志变低，则控制器又回到正常状态。
在瞬态负载条件下，如果错误标志维持，错误标志通常会驱动一个125ms的时间段，控制器在此时间段内仍然正常工作。
如果125ms时间段超出，NCP1230又进入跨越周期模式，SW1开路，PFC-Vcc输出被关掉，不会再激活，直到故障移去，电源再次恢复正常。
本文关键字：控制器 电源，电工技术 - 电源
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