1 引言
普通电子镇流器拓扑，由带无源LC滤波器的桥式整流电路和高频逆变器组成，它已不能满足电网的严格要求，如线路输入端的功率因数要高，电网电流的THD要低等。断续升压式PWM变换器及其拓扑，可采用简单的控制电路，达到较高的功率因数，不过，它需要附加一只笨重的升压电感器，此外，开关功率管上的电压/电流应力一般也比较大。综合考虑，该电子镇流器的性能/价格比就不会太高。近年来，采用充电电容和高频交流源来进行功率因数校正（PFC）的电子镇流器成为极具吸引力的电路拓扑。因为，充电电容器按类似“电荷泵”的方式来调整输入电流的波形，这类电路，也叫做“电荷泵”功率调节器。因为在电路中，取消了升压电感器，输入端的LC滤波器的体积就大大减小了，镇流器的成本还可能降低。但是，其输入电流的THD>15％，灯电流的CF>2.4。本文在对该“电荷泵”电路的工作原理和存在问题进行分析后，采用二极管箝位技术克服了这些存在的问题，使在开环控制下，就能得到良好的输入电流和灯电流波形。为了验证理论分析结论，还提供了实验结果。
2 工作原理和存在问题
图1为典型的“电荷泵”式电子镇流器电路图，图中Lr与Cr是谐振元件，Cb1是隔直电容。该电路和普通镇流器电路的区别是：普通镇流器是在整流桥后紧接高频逆变器，而本电路是增加了一只电容Cin和二极管Dc，这两个元件在调整输入电流波形方面起到了关键作用。图1电路可分为两部分：PFC及DC/AC逆变。图2为其PFC部分的等效电路和理想波形。为了简化分析，把Cr两端的电压看作独立的高频电压源（Ua）。通过设计，使直流母线电压Udc高于输入的电网电压Ug，二极管Dc不会导通。从而，输入电流就等于Cin的的正向充电电流，电流的方向如图2（a）所示。这是通过调节ug和udc来实现的。如果Cin上电荷的变化〔它正比于Cin两端电压的变化，即ucmax－ucmin。参看图2（b）〕紧跟着输入电压ug变化，则可使功率因数达到1。具体分析如下 ：
2.1 PFC原理分析
在一个开关周期内电荷泵电路的稳态工作，可分为四个拓扑阶段，如图3所示。理论波形如图4所示。
1）阶段1[0～α]
在这个阶段，因为节点B处的电压ub低于Udc，而高于ug，ug <ub<udc，则二极管Dc和整流桥DB均关断。所以，输入电容Cin中没有电流通过，Cin两端上的电压uc不变化。而ua继续下降，把ub也向下拉。当ω t=α时，ub变得等于ug，此阶段结束。
2）阶段2[α～π]
在ω t=α，DB开始导通，ub被箝位到ug，使ub为恒定值。当ua继续下降时，uc必然增加。这样Cin被整流的电网电流充电。在ω t=π时，ua降至uamin，而uc则达到其最大值。
3）阶段3[π～(π＋β)]
在ω t=π之后，ua从uamin开始增加，ub变得大于ug，迫使DB关断，因为ub低于udc，二极管Dc仍被阻断。同阶段1类似，电容Cin中无电流通过，uc维持不变。ua继续增加，ub继续提升，在ω t=π＋β时，此阶段结束。
4）阶段4[(π＋β)～2π]
在ω t=π＋β时，ub变得等于udc，二极管Dc开始导通，因为ub被箝位到udc，当ua继续增加时，uc必然下降。Cin的放电电流流入udc，在ω t=2π时，ua增加到uamax，而uc达到其最小值。
在ω t=2π时，该电路工作又进入阶段1，重复下一个开关周期。
从上面分析可以看出，在该电路中的输入电流是断续的，它只在阶段2内有电流流过。在此阶段内，Cin上的电荷变化是：
式中：2Up=uamax－uamin——ua的交流峰-峰值。
因为，在整个开关周期内，整流二极管只在阶段2内导通，则一个周期内的平均输入电流就等于Cin的平均充电电流，即：
要使功率因数值大，就期望输入电流紧紧跟随输入电压，即：
这就意味着，如果满足式（7），该电路就会有良好的功率因数。这里，假定ua是正弦波形。事实上，ua可能是幅值恒定的其它任何波形。ua的直流偏置，也不是决定输入电流波形的因素。只要ua的峰-峰值（2Up）等于udc，就能保证获得良好的功率因数。
从式（5）还可看出，2Up不应小于udc，这可避免电网电压过零时，电网电流发生波形畸变。如果2Up<udc，则在ug≤|udc-2Up|时，电网电流会变成零。
2.2 输入电流波形和灯电流波形不好的原因
在实际电路中，输入电流可能畸变。这是由于C
