由图5 可知， VGSM2-VGSM1=IM2*R5。M3 和M4 组成电流镜，取相同的宽长比，则IM1=IM2。因为M1和M2工作于弱反型区，所以：
式（1）中n为亚阈值因子，UT为热电势。M3和M5组成电流镜，则：
设R=(R1+R2)//(R3+R4)，二极管的正向压降为VD，可以推导输出电压为：
由（3）—（5）式可知，基准电压的精度与电阻R0—R4 的精度直接相关，为此这些电阻需要采用调整（trimming）技术。
图5 电压基准电路
充电过流检测电路
充电过流的检测归结为检测VM电压，其临界值为VCH（约为-1.3V）。如果所用工艺的MOS管阈值电压可以调节，负电压检测电路可用差分结构的比较器实现，其中比较器的一个输入端接地，并且两个差分对管的阈值电压需要调整。为了使该电路能用常规的CMOS 工艺实现，本文在过零比较器的基础上引入升压电路，如图6(a)所示当VM》VCHA时，升压电路使VN>0 。升压部分具体实现如图6(b)所示。
（a）采用升压实现 （b）升压部分具体实现
图6 负压检测原理
PMOS管M1和NMOS管M2的栅极都接地。当M1的栅源电压小于它的阈值电压时，M2截止，而M1始终导通，A1比较器的反相输入信号VN电位因为大于同相输入端的电位，而使输出OUT_CDCB为低电平。随着输入信号VM电位向负方向的增大，M2逐渐导通，最后使得VN 端电位变负，OUT_CDCB由此变为高电平。图6中VN=0时的输入电压即为检测电压VCHA，此时M1和M2处于饱和状态且下列关系式成立：
（6）式中， un和up分别为N管和P管的迁移率，VTHN和VTHP分别为N管和P管的阈值电压，COX为氧化层电容。（6）式经整理得：
由（7）式可知，本电路中检测电压|VCHA|的取值只能大于M2的阈值电压，改变M1和M2的宽长比可改变检测电压VCHA。当M2未导通时，电路消耗的电流较小；当M2导通时，就会有电源到地的通路，为了减小消耗的电流，一般取M1的宽长比小于1。
电平转换电路及0V 电池充电抑制电路
由于电平转换电路和0V电池充电抑制电路的目的都是为了控制CO端，这两个功能可用一个电路完成，如图7 所示给出了具体实现电路。
图7 电平转换电路及0V电池充电抑制电路
电平转换功能主要由M1—M4、R1和R2组成的电路完成；0V电池充电抑制功能主要由M5、M6和R3完成；M7—M10和R4组成的与非门在电平转换功能和0V 电池充电抑制功能之间进行选择。电阻起限流作用。下面是这两个功能的具体实现过程。
电平转换实现过程
在正常的放电过程中，VM端电位大于零而接近于零，可近似为VSS。此时，该电路的输入信号IN_LCB=‘0’，IN_LC=‘1’，显然，CO输出为高电平（VDD）。
在正常的充电过程中，VM端电位小于零而接近于零，仍可近似为VSS。当出现过充电或充电过流时，IN_LC=‘0’，IN_LCB=‘1’，VA为VM端电位，VB为VDD电位，VC输出VDD电位，因此CO与VM等电位。
0V 电池充电抑制实现过程
0V 电池充电抑制功能发生在充电过程中，此时，IN_LCB=‘0’，IN_LC=‘1’，VA 为高电平。当电池电压VDD小于或等于1V时，M5关闭，另外，较小的电池电压使其内阻变小，接近内部短路。在这种情况下充电，充电电流一定很大，导致VM的电位下降很大，使M6 导通，VB由低电平转化为高电平，CO端输出电位接近VM电位。
模拟结果
芯片的所有功能和主要参数均用HSPICE 进行了模拟验证。图8 给出了过充电保护检测和释放波形图，图9 给出了过放电保护检测和释放波形图，其中COMP_OC 为过充电比较器的输出信号，COMP_OD 为过放电比较器的输出信号；芯片的过充电和过放电检测精度约为30mV，在正常工作时消耗的电流为3.23uA，在待机状态时消耗的电流为0.15uA。
图8 过充电保护检测和释放波形图
图9 过放电保护检测和释放波形图
总结
本文设计了一种单节锂离子电池保护芯片，它可用常规的P 阱或双阱CMOS工艺实现。为了提高检测异常情况的精度，芯片中引入了滤除干扰电路，放电过流采用三级保护机制，电压基准采用带隙基准源；为了降低功耗，采用了如下措施：将模拟电路偏置在弱反型区，引入了待机状态电路；另外，本文用巧妙的电路结构实现了待机状态电路、充电过流检测电路以及0V电池充电抑制电路。经过模拟验证，本文设计的芯片能有效防止锂离子电池在应用中所发生的过充电、过放电和过电流现象，并且具有良好的性能。
本文关键字：电池 电子技术，电工技术 - 电子技术
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