本文提出了一个预测在放大器的输入和输出端口增加阻性负载以改善稳定性和噪声指数的新方法。该方法在宽广的频率范围内有效，能够用于低噪声放大器(LNA)和宽带放大器。
设计一个有效的低噪声放大器(LNA)需要高性能的晶体管。但大部分合适的器件在微波频率段存在着潜在的不稳定因素，导致振荡。幸运的是，晶体管输入或输出端的阻性负载可以预防所有无源和负载终端在目标频段上的振荡,而在其它频段上存在问题，带外震荡使可能的。
单独的稳定性参数?表示放大器的稳定性。对于无条件稳定放大器的性来说?>1是充分而必要的。这个参数可定义如下：
当：Δ=S11S22-S12S21时，?参数作为质量因数，随着?值的增加标志着稳定性也提高。例如，图1显示的?值是从Fujitsu半导体制造公司型号为FHR02X HEMT的放大器散射参数(S-参数)计算得到的。该图也显示出放大器无条件稳定以及可能不稳定的区域(覆盖其大部分的频段)。
为了理解在较宽频率段阻性稳定性的效果，必须决定包含晶体管和和稳定电阻的级联双口系统的等效传输参数。
图2提供一个例子，其中级连的第一个和最后一个双口网络各代表一个元件，串联或并联，或直通，中间的双口代表晶体管，其传输参数使由离散参数计算得到。该类网络的整体稳定性可由级连参数得到，从传输参数变换到离散参数，应用等式1决定整个配置的?值。一共有8种不同的输入输出组合可用来调查该技术，取决于电阻是否被串联或并联到一个或两个有源器件的端口(见表)。
一旦放大器是无条件稳定的，就可能测定换能器功率增益的最大值，Gtmax。Gtmax定义为一个放大器加载到负载的功率比放大器输入输出阻抗共轭匹配时能够从源吸收的功率，通常通过适当的设计输入输出匹配网络实现。表显示了八电阻组合在2GHz的计算值。加大稳定因子到1以上直接减少了最大跨导增益Gtmax。对于其它六种情况，稳定因子相同则功率增益相同。
图3显示了?作为从0.10到30GHz之间频率的函数，对应表中的9种情况：无、1和2个稳定电阻。网络中包含两个稳定电阻在该问题中引入了额外的自由度。结果，必须使用系统化的搜索算法寻找能够稳定晶体管的输入输出阻抗组合。典型的获取值的搜索算法采取一对嵌套的环，输入电阻值在外环而输出电阻值在内环。初试的电阻值递增或递减，取决于考虑的电阻时串联还是并联。如果该电阻对导致一个无条件稳定的放大器，也就是说，稳定因子?在任何考虑的频率大于1，程序报告?值最大处的电阻和频率值，并将绘出作为频率函数的结果(图3中的曲线6到9)。
在本文中，搜索算法设计成要寻找在整个频段上为晶体管提供稳定的电阻对，同时在2GHz处尽可能使稳定因子接近1(图3中的曲线6到9)。对于该特定的晶体管，程序证明对于并入串出(曲线6)、并入并出(曲线8)，在大约10GHz范围内将?值调到最小是可能的。?最小值对于串入并出(曲线7)、串入串出(曲线9)是不可调的。
图3显示带并入串出(曲线6)、并入并出(曲线8)稳定电阻的放大器在整个频率范围内稳定，在2GHz处没有增益损失，比较而言其它四种全部串联或并联的组合只能在有限的频率范围内提供稳定性。
本节显示对于FHR02X HEMT的特定情况，所有八种阻性网络都能至少在有限频率范围内稳定放大器。为了在更一般的情况下使用该技术，考察了一系列其它阻性加载的微波放大器所有八种阻性下的网络稳定性，应用了本节呈现的技术和不同厂家晶体管的离散参数。八种阻性网络的大多数结果与图3显示的类似。然而，部分晶体管在某些情况下，对于一或两种阻性网络，找不到在所有频率上使整个放大器的?值大于1的单个或配对电阻。因此，阻性负载对稳定性的改进强烈地依赖于具体晶体管的特性，以及电阻本身。
本文提出了一个预测在放大器的输入和输出端口增加阻性负载以改善稳定性和噪声指数的新方法。该方法在宽广的频率范围内有效，能够用于低噪声放大器(LNA)和宽带放大器。
对于微波放大器噪声性能经常是一个关键因素。当噪声不可回避时，给放大器增加阻抗不可避免地降低了输出信噪比，不同的阻性网络配置能够给噪声性能带来显着的不同影响。由于这个原因，为了在放大器稳定性、增益和噪声性能间取得设计折中，预测各种阻性稳定技术对整个放大器噪声指数的影响非常重要。带离散参数的网络方法是现实可行的，因为有源器件的噪声性能被描述为系统反射因子。这在图4中说明，其中将电阻构模成级联网络中的有损失配双口元件。作为级联双口间衰减和阻抗失配的结果，放大器噪声随着阻性双口元件的增加而增加。
在图4中，考虑信号向右传播，输入匹配网络(IMN)将源阻抗Zg转换成合适的源反射系数ΓS，输出匹配网络(OMN)将负载阻抗ZL转换成合适的负载反射系数ΓL。这些偏僻配网络设计用来提供合适的阻抗变换，以实现最大跨导增益、最小噪声指数，或满足系统需求的其它放大器规格要求。
对于离散参数描述的双口，通常考虑50Ω，其各自的输入输出反射系数，ΓIN 和 ΓOUT,由下式决定：
这里：ΓS= 向双口网络的源端观察到的反射系数；ΓL= 向双口网络的负载端观察到反射系数。
参见图4，从右到左顺序地应用等式2和ΓL及离散参数[S3]，可以计算第m个双口网络的输入反射系数，这里m等于1到3。类似地，在图4中从左到右顺序地应用等式3，从ΓS及离散参数[S1]开始，可以计算第m个双口网络的输出反射系数，这里m等于1到3。因此，顺序地应用等式2和3能够决定整个网络的所有输入和输出反射系数。
许多作者提供了有源和无源器件的噪声指数表达式。对于有源源器件，数字FMin、RN、和Γopt是作为特定晶体管特征的噪声参数，而Z0是系统阻抗，通常是50Ω。借助这些参数晶体管的噪声指数表达为：
这里：Fmin = 该器件的最小噪声指数；RN = 该器件的等效噪声阻抗；Γopt= 该晶体管的最佳源反射系数；ΓS2 (图 4) 导致最小噪声指数。
双口网络的可用功率增益定义为从双口网络可用的功率比从源可用的功率。数学上，这可表示为：
值得注意的是除了取决于双口网络的离散参数，可用功率增益取决于双口网络输入端口向外看以及输出端口向内看的反射系数。
有损双口网络的噪声指数可归结为工作温度T的函数：
