启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~保持工作，反馈绕组L 应能及时提供馈电电压。如电压低于7.6V欠压比较器动作，PWM输出低电平。自馈电时间由UC3845的开关周期决定，取U C3845的振荡频率 54kHz.启动电容的容量可由下式计算得到：
2）反馈绕组的匝数计算
Ns=Np（Vcc+0.8）（1一DMAx）/（UdcminiDmax ），NP其中为变压器初级匝数。
3）滤波
为滤除供电端的高频信号，Vcc对地接一个瓷片电容，在PCB布线时要注意，不能有电感成分的介入，以免产生干扰，引成电路不稳定。
4）占空比D
UC3845会根据输入电压的变化来调整其工作的占空比。根据UC3845的参数要求，设UC3845对应最低直流电压输入时最大占空比Dmax=0.5.
当输入直流电压在144V和177V范围内，UC3845的占空比的范围为：
5）调制频率f
振荡器OSC的频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由参考电压V ref（=5V）通过电阻R充电，充至2.8V，再由内部电流宿放电到1.2V，形成锯齿波脉冲信号，如图3.不管在大RT 小CT还是大CT小RT，振荡器充电时锁存器置位输入方波为低电平，放电时输入方波为高电平。
当锁存器置位输入方波为高电平时，或非门输出始终为低电平，封锁PWM，这段时问由内部振荡器OSC放电过程时间决定。在锁存器置位输入方波下降沿同时，如或非门其他三个输入信号输入无效电平时，或非门输出为高电平，MOSFET管导通。
其他三个输入信号分别为：一个为电流取样比较器输出，一个为误差放大器输出，一个为输入欠压比较器输出。
为滤除参考端的高频信号，V 对地接一个瓷片电容，在PCB布线时要注意，不能有电感成分的介人，以免产生干扰，引成电路振荡打隔。
OSC振荡频率f=1.8/（RtCt）， 当取RT=33kf2，CT=1000PF，f=-54kHz.
6）电流取样比较
在图2中，MOSFET管导通时，Udc =Ldi/dt，变压器电感电流以斜率Udc/L线性增长，L为变压器的初级电感。在MOSFET管的源极与地间串接一个无感取样电阻Rs，将变压器的初级电流转换成取样电压Ud =RS i.在输出同样的功率下，输入直流电压越小，变压器一次电流也越大，通过MOSFET管的电流也越大。为保护M0SFET管不致损坏， 需计算电感峰值电流Ip=2P/（UdcminUmax ）。选择功率MOSFET管的最大峰值电流ICmax应大于1.3Ip.
取样电压Ud经RC滤波后，送到UC3845的3脚。当该电压超过lV时，比较器输出高电平，送到RS锁存器的复位端，PWM输出为低电平，使PWM的占空比减小，从而限制电感峰值电流。
无感取样电阻尺。的电阻值为：Rs=l/Ip，功率1W.而RC滤波器的时间常数接近尖脉冲的持续时间，否则引起电源输出的不稳定。取R=lk，C=470PF.
7）误差比较器
Vref经电阻分压为2.5V接至误差比较器的正端，而负端（2脚）接外部监测电压输入。误差比较器（1脚）输出用于外部回路的补偿，如图2，输出电压因两个二极管压降而失调（=1.4V），并在连接到取样比较器反向输入端之前被三分。2脚和1脚间接一个RC网络进行环路补偿。取R 11=150kQ，C11=100PF.
外部监测电压输入端（2脚）可用于对输出回路引入电压反馈环节，如对主输出回路5V的稳定度要求不高，可将馈电电压引入，以监测输出回路过电压。VCC经电阻分压接到UC3845~b部监测电压输入端，当由于某种原因，输出回路电压升高时， 外部监测电压输入端大于2.5V， 误差比较器输出小于2.5V，结合电流取样比较输入电压，PWM输出为低电平， 使PWM的占空比减小， 输出回路电压减小。如果对主回路输出5V电压的精度有要求。应采用反馈电路由光耦PC817、TL431及与之相连的阻容网络构成。其控制原理如下：
主回路5V输出输出电压经电阻分压后得到采样电压，此采样电压与TL43 l提供的2.5V参考电压进行比较，当输出电压正常（5V）时，采样电压与TL43l提供的2.5V参考电压相等则TL431的K极电位不变，流过光耦二极管的电流不变，流过光耦的电流不变，UC3845的2脚输入电压不变，1脚电位稳定，6脚输出PWM驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。
当输出5V电压因为某种原因偏高时，经电阻分压值就会大于2.5V，则TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，则流过光耦的电流增大，UC3845的2脚输入电压上升到大于2.5V，l脚电位下降，6脚输出驱动脉冲PWM的占空比下降，输出电压降低，这样就完成了主回路输出电压反馈稳压的作用。
3 结束语
实践证明，基于UC3845的反激式开关电源具有输入电压范围宽、输出电压精度高、负载的调整效率高等特点。本电源应用于网络电测仪表中，收到了良好的效果，具有一定的推广价值。
三、开关电源中浪涌电流抑制模块的应用
1 上电浪涌电流
目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。
浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。
2 上电浪涌电流的限制
限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。
3 上电浪涌抑制模块
3.1 带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块
本文关键字：开关电源 开关电源技术，电源动力技术 - 开关电源技术
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