为了对电容重复频率且高能量转换效率地充电，开展了全桥串联谐振充电电源的理论设计。通过数值解析的方法获得谐振电感、电容、功率器件耐压与通流、电源功率、脉冲变压器伏秒数等参数，通过数值模拟的方法获得脉冲变压器励磁电感参数，以基于PspICe的全电路仿真验证设计参数的合理性。仿真结果表明为了实现对110nF电容1kHz重频充电，在初级电压为1．2 kV和谐振参数为33 kHz时，谐振电感、电容应分别为625 nH，37μF，脉冲变压器伏秒数、励磁电感至少分别应为45 mVs、1 mH，功率器件峰值电流约300 A。
在脉冲功率技术领域，对初级储能电容常见的充电方式有恒压充电和恒流充电两种方式。前者基于大体积的工频变压器实现，常采用充电电阻限制充电功率，充电电阻消耗的能量为50％；后者多采用全桥串联谐振充电电路，以“等台阶”升压方式实现对电容的恒流充电，具有体积小、效率高、功率密度大、适合宽范围变化的负载等优点，是较为理想的电容充电电源。
构成全桥串联谐振充电电源的主要单元有：谐振电感和电容、功率器件、脉冲变压器。本文通过数值计算和模拟两种方法确定了这些单元参数的设计，并基于Pspice电路仿真软件对设计的全桥串联谐振充电电源进行了全电路模拟。
1 电路设计
全桥串联谐振充电电源由直流电源V，逆变开关S1～S4，谐振电容Cs和电感Ls，变压器TX，高压整流桥D1～D4，负载电容CL等组成，如图1所示。
充电过程中，两组逆变开关S1，S4和S2，S3交替导通，完成一个开关周期。一个开关周期又可分为2个谐振周期，并根据逆变开关和高压整流二极管的导通情况分为4种工作模式，如图2所示。
设计要达到的目标是对110 nF容值的负载电容充电至30 kV，充电重复频率1 kHz。逆变开关采用单只IGBT或其组件，从现有商业IGBT器件的经济性出发，逆变谐振重频设计为33 kHz。初级储能电容C0充电电压为1 kV。
1．1 谐振电路设计
调谐电容和谐振电感的计算分别如下：
Cs=nCL△ULfr／(4U0f) (1)
Ls=C0／(nπ2CL△ULfrf) (2)
式中，Cs：调谐电容；n：脉冲变压器变比；CL：负载电容；△UL：每次放电负载电容电压降低值；U0：初级储能电容充电电压；fr：充电重复频率；f：谐振频率；Ls：谐振电感。
考虑到充电回路的电压效率损失，在设计时令初级充电电压U0=1．2 kV，每次放电△UL=30 kV。则计算出Cs=625 nF；Ls=37μH；
1．2 功率器件设计
计算出通过IGBT组件的最大谐振电流和平均电流为：
Z：谐振回路阻抗。则：Z=7．69 Ω；Imax=312 A；Iavg=99．4 A。即选用的IGBT其耐压不应低于1．2 kV，峰值电流不低于300 A。
每一个开关周期，负载电容升压为：
△Ue=8yU0 (6)
y=Cs／(nCL) (7)
计算出每个开关周期的△Ue=1．8 kV，即总共需要17个开关周期才能将负载电容充至30 kV。
每个谐振周期为：
则17个开关周期的时间约为：17x2T=1．03 ms，则充电周期接近1 kHz，满足设计要求。
1．3 脉冲变压器设计
脉冲变压器设计中，需要考虑的参数主要是：伏秒数，励磁电感，漏感，耐压，功率。在本设计中，由于变压器初级输入电压为1．2 kV，次级期望输出电压达到36 kV，因此，变比设计为30。
在充电过程中，负载电容实质是一个变阻抗负载，随着充电电压增加，其阻抗不断降低，因此，变压器达到最大伏秒数应该在充电的后期。因此，伏秒数为：
V0T=1．2kx30．2μs=36．24 mV．s (9)
在实际设计中，考虑一定裕量，伏秒数取45 mV.s。
由于负载阻抗不断变化，很难获得励磁电感和漏感计算的解析表达式，可采用数值模拟方法。忽略初次级绕组电阻，脉冲变压器以励磁电感和漏感等效，则全桥串联谐振充电电源的等效电路如图3所示，其中L4为励磁电感；L3为折算后的次级漏感，其值为次级漏感的1／n2；C4为折算后的负载电容，其值为负载电容的n2，n=30。
使用参数扫描的方法，先假定忽略次级漏感，令励磁电感的值分别为：10μH，100μH，1 mH，10 mH。模拟结果如图4所示。
从图可见，当励磁电感值为1 mH，10 mH时，输出电压波形结果一致，而励磁电感为10μH时，输出电压明显较低，说明励磁电感10μH时变压器次级输出的脉宽和平顶度均不能满足要求。进一步模拟表明本设计所用变压器的励磁电感值不低于200μH就可满足要求。对于磁芯变压器，该条件容易满足。
