为什么WLED将取代MFF显示器中的CCFL？
淘汰CCFL始于欧盟的RoHS计划，该计划旨在禁止消费类电子产品使用多种有害物质，其中就包括日光灯管的主要成份水银。不过，相比CCFL，WLED还拥有下列优势，包括：固态器件；定向光源；超低电压工作；亮度调节范围更大、更容易；亮度调节更线性。
WLED定向照明使得显示器可以使用更小的扩散板和导光板，从而制造出更轻薄的平板显示器和笔记本电脑。
选择WLED驱动器拓扑结构
WLED的亮度会随着通过的电流呈线性变化。为了使各WLED串获得最佳的WLED电流精度以及一致的WLED亮度，LED驱动器应该调节通过LED的电流电压而非调节LED两端的电流电压。图1显示了如何轻松地将任何一个可调式DC/DC转换器重新配置为一个恒流源来驱动串联的多个WLED。只要输出大于LED正向电压之和，电压(VLED)就会下降。
通过调节VSENSE(电流感应电阻器(RSENSE两端的电压而非输出电压(VO))，驱动器实质上就成为一个恒定电流源，这使得其输出电压(VO)可以随电流和温度产生的VLED变化自我调节。WLED具有范围为3.0V到4.0V的压降，该压降变化与LED电流大小成正比关系，而与温度高低成反比关系。因此，WLED驱动器的输出电压必须至少能够达到WLED串的电压总和，同时各个WLED串在最大LED电流时VLED压降也达到最大。
尽管大多数背光应用的输入电压都在3.6V～48VDC的范围内，但是多数MFFLCD背光驱动器却使用7.2V～21V叠层锂离子(Li-Ion)电池来驱动24～100个LED。不同MFF面板尺寸的WLED数目不尽相同，介于36个(12.1英寸面板)至72个WLED(17英寸面板)之间。
使用图1所示配置对单个WLED串中的多达72个LED进行调节，会导致电压高达72×4V=288V。因此，大多数LED背光驱动器均基于升压转换器内核。高压、单电感升压转换器较为昂贵，且难以设计，这是因为它们要求：额定电压更高、体积更大、更昂贵的功率FET，以及相应的额定二极管和输出电容；一个具有87.5%～96%占空比(D=Vout/(Vout+Vin))的升压控制器，在开关频率为1MHz下需要875～960ns的启动时间(tON)，并且较难控制40ns的最小关闭时间(tOFF)；一个高成本、占用空间的绝缘层，以防止电弧击穿底板(chassis)；高压处理和测试程序；更高的消费类电子产品安全等级；由于更高的共模电流，它们还会产生更多电磁干扰(EMI)，计算方法为ICM=CPARVOUTfSW，其中，CPAR为漏极到接地的寄生电路板电容，fSW为升压转换器开关频率。
采用反激式拓扑结构而非基于电感的升压拓扑结构让设计人员可以使用一个标准、低成本的升压控制器IC，但是会增加定制设计变压器的复杂度。因此，为维持IC和配套无源组件的低成本，集成FET的升压驱动器的制造商宁愿将驱动器输出限定在60V以下。由这类升压转换器驱动的单个LED串可能会被限定在20个LED以下，这几乎无法驱动较大的MFF面板。因此，图1所示的转换器具有几个并联的m串，每个串都有n个LED和10电阻器，以帮助均衡流经各串的电流以及各串两端的电压。流经WLED的电流和WLED两端的电压越接近，则每个串的颜色和亮度就会越一致。
对图1所示镇流电阻器进行大小排列以达到各串之间的最佳匹配十分困难。较好的方法是将升压转换器和多个电流调节器(汲入)结合，这样便可真正地将流经各串的相同电流导入单个驱动器IC中(图2)。驱动器感应各个VIFBx引脚上的压降，并利用升压转换器来提供刚好足够的输出功率，以便将最低的VIFBx引脚电压(VIFBmin)维持在电流调节器的最大压降电压之上。
图2：具有集成电流阱的升压转换器背光驱动器。
接下来的问题是如何选择n和m?
优化LED串的数目
选择升压驱动器的n和m时需要考虑如下几个因素：nMAX×VLEDmin＜升压转换器的最大输出电压；nMIN×VLEDmin＞VINmax；m决定亮度要求，并设定转换器的最大负载电流ILOADMA=m×ILEDmax。
测得数据证明，在每个串输入电压和ILED相同的条件下，一个m=6且n=12(即12S6P)配置的驱动器比9S8P配置的相同转换器更加高效。为什么这么说呢？升压转换器和电流调节器的详细的效率分析报告并不在本文的讨论范围内，但答案可想而知。
升压转换器输出功率增加的同时，其损耗也随之增加。升压转换器输出功率随VOUT和/或输出负载的上升而增加。升压转换器输出电压随n串联LED数目的增加而上升，同时输出负载随m串数目的增加(或者每个串电流的升高)而上升。电流调节器的损耗为每个串的电流乘以各电流反馈引脚的电压IFBx。很显然，随着各串电流升高或对于具备较大V
以统计方法来看，存在一个m串、每个串n个LED的最佳数字，以最小化功耗的同时最大化驱动器效率。结合LED压降的平均值、差值和标准偏差来对电流调节器的损耗进行统计分析，其表明电流调节器损耗与m串数目呈正比例关系，但是只有在每个串n个LED数量的平方根时才成立。
图3显示了特定驱动器中升压转换器和电流调节器效率模型的结果。
图3：Vin=11V、VIFBx=0.4V及ILED=20mA时LED总数量与总驱动器损耗之间的对比关系。
该结果随VIN、ILED和VIFB发生些许变化，同时很显然大多数MFF面板的背光均会在4
调光
如图4所示，调节一个WLED串亮度的最简单方法是在D占空比的固定频率上向图1所示驱动器启动引脚施加一个脉宽调制(PWM)信号。该平均WLED电流为PWM信号的占空比乘以LED最大电流ILED-max，即ILED-avg=DxILED-max。由于流经LED的最大电流相同，因此PWM调光会带来一个非常线性的亮度变化。另外，由于LED的发射光谱随其压降大小而变化，而该压降又随ILED而变化，因此PWM调节过程中LED背光的色度、色彩和色调(即实际“白”的程度)均十分出色。
最初，为了避免陶瓷电容振铃，许多面板制造商都改用模拟调光，如图4所示。模拟调光实质上并未产生输出纹波，这是由于一个外部信号对图1中的升压转换器或图2所示调节点的电流调节进行调节，进而对流经LED的DC电流电平进行调节。与PWM调光方法相比，模拟调光方法的其他好处还包括两个：更高的电气效率，这是因为ILED压降时升压转换器输出电压=VLEDs压降之和；以及更高的光电效率，这就是说相同电力消耗产生的流明更多。
深度调光时，模拟调光方法存在一些电流精度的问题，这是因为误差信号放大器失调电压致使VREF电压或电流吸收器电压太小而无法精确地控制。另外，亮度线性和色度都不如使用PWM调光方法获得的效果好，特别是进行深度调光时。因此，最佳的解决方案是将PWM调光方法和模拟调光方法相结合，其被称为混合模式调光，如图4所示。
图4：调光方法。
混合模式调光方法使用输入PWM信号来实施模拟调光，直到LED电流快要降至足以较大影响LED精度、线性和色度为止。在图4中，当PWM信号占空比(D)为12.5%时形成上述电流。该最小电流电平条件下，电路开始使用真正的PWM调光方法。然而，与在输入PWM信号占空比时开启和关闭电流吸收器的最大LED电流不一样，该电路将输入占空比转化为适当值，以用于模拟调光获得的最小WLED电流电平。
图5：使用TPS61195的背光驱动器实例。
例如，TPS61195能够驱动多达m=8个串(并联)，每组n=10+WLED(串联)。通过SMBus接口，TPS61195还提供了灵活的调光选项，因此设计工程师可以根据系统要求使用纯PWM调光或模拟和PWM调光的混合模式来对WLED进行调节。
本文小结
专家们预计到2011年WLED将完全取代MFFLCD面板背光应用中的CCFL。背光驱动器厂商们正不断改进背光驱动器，以满足面板制造商对于较小解决方案尺寸、最大效率和灵活调光方法的需求。例如，采用4×4QFN封装的TPS61195可驱动8个串(每个串由12个WLED组成，每个串的输入电压均高达21V)，同时提供了灵活的调光方法，可满足上述这些需求。
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