I(R2＋R3)=
=
=70.5μA
这一电流绝大部分通过R4，因而R4近似为
R4=
=15.67kΩ
可选取R4=15.8kΩ。
滤波电容C3和C2分别由式（5）和式（6）确定。
C3=
（5）
C2=
（6）
式中：f1=15Hz和f2=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。
将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，C3可选择0.1μF/50V、C2选择0.47μF/16V的标准电容器。
2.2.2. 电流感测电阻R5的选择
FAN4810脚3通过R17和C19组成的滤波电路连接电流感测电阻R5(R5A＋R5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（ISENSE）。R5上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益VGMO(MAX)，即
R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX)（7）
式中：VGMO(MAX)=0.75V，IL(MAX)=10.45A。
因此，R5≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。
2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择
FAN4810脚1（IEAO）与脚14（VREF）之间连接的R12，C6和C7，组成电流误差放大器补偿网络。
FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益GPWM(BOOST)为
GPWM(BOOST)=
（8）
式中：fc(c1)=0.1fs=10kHz；
VRAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压；
Vo=400V，Rs=R5=0.05Ω，L=420μH。
因此根据式（8）可得GPWM(BOOST)=0.303。
在跨越频率上的电流误差放大器增益为
Gc(c)=
=3.3
R12可通过式（9）计算。
R12=Gc(c)/G(ca)（9）
式中：电流误差放大器跨导G(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。
因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ，实际选择33.2kΩ。
电容C6和C7容值分别利用式（10）和式（11）计算。
C6=
（10）
C7=
（11）
式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz，fc1(p)=10fc(c1)=100kHz，
分别是两个补偿网络的零点和极点频率。根据式（10）和式（11）计算C6=2.39nF，C7=47.9pF，实际选取C6=2.2nF，C7=47pF。
2.2.2.7 电压误差放大器补偿网络元件的选取
R7(R7A＋R7B＋R7C)和R8组成的电阻分压器，为电压调整环路提供反馈信号，并施加到FAN4810的脚15（FB）。电压误差放大器输出端（脚16）与地之间连接的R11，C8和R7，组成电压环路的补偿网络。
电压误差放大器的同相输入端，在内部连接2.5V的参考电压。推荐R8=2.37kΩ，流过R8的电流为
IR8=VREF/R8=2.5V/2.37kΩ=1.055mA
R7可利用式（12）计算。
R7≈(VBUS－VREF)/IR8（12）
式中：VBUS=400V，为DC总线电压。
根据式（12）可得R7=376.78kΩ，可选取381kΩ，用3只127kΩ的电阻（R7A，R7B和R7C）相串联。
在电压误差放大器补偿网络中，电容C9主要用于衰减二次谐波。C9的容值可通过式（13）计算。
C9=
（13）
式中：fin为AC输入线路频率(50/60Hz)；
ZEA(SH)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。
在PFC变换器输出电容C5（330μF）上的二次谐波电压纹波经R7和R8组成的电阻分压器和FAN4810的脚15（VFB），反馈到电压误差放大器反相输入端（同相输入端为2.5V的参考电压）。电压误差放大器的输出电压范围从0.1V到6.7V，跨导gva=0.065mS，结合DC输出电压分压比R8/(R7＋R8)，可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益GEA(SH)=7.33。因此，可以计算出ZEA(SH)=GEA(SH)/0.065mS=112769Ω。将该数值和fin=60Hz代入式（13）得到C9=0.011μF，可选择0.01μF/50V的标准电容器。
飞兆（Fairchild）半导体公司建议FAN4810电压控制环路的跨越频率fc(v1)=30Hz，零点频率fv1(z)=3Hz。不难计算在跨越频率（30Hz）上电压误差放大器增益GEA(FC)=36.7，于是补偿网络中电阻R11的取值为
R11=
（14）
将GEA(FC)=36.7和gva=0.065mS代入式（14）得到R11=508.15kΩ，可选择510kΩ的标准电阻。
电容C8可通过式（15）计算。
C8=
（15）
将fv1(z)=3Hz和R11=510kΩ代入式（15），得到C8=0.104μF，可选择0.1μF的标准值。
2.2.2.8 功率开关Q1和升压二极管D1的选择
Q1和D1的耐压至少是500V，以能安全承受400V的DC升压电压。由于通过升压电感器L1的最大峰值电流IL(MAX)=10.45A，故Q1和D1的峰值电流容量不能低于10.45A。推荐升压二极管D1选用ISL9R1560P2 ，Q1选用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或选用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2 D等IGBTs。
3 实验结果
对于图2所示的PFC升压变换器电路，按设计结果选择元器件，焊接在PCB上经检查无误后，在AC输入端串接上AC250V/8A的保险丝F1。为安全起见，可在输出端（香蕉插头J3和J4）接100W的负载，并接一块DC电压表。在输入端（J1和J2）连接一个隔离可调的AC电源（通常为交流调压器），使AC输入电压从零缓慢增加到90V时，PFC变换器输出在5s之内应为DC（400±5）V。当断开AC输入时，输出电压应降至零。尔后，在PFC输出端接500W负载。
当负载从50W逐步增加到500W时，变换器效率和THD变化曲线如图3所示。图4为AC输入电流波形，图5为PFC变换器输入电压（经全波整流的AC线路电压）和DC输出电压纹波波形。
图3 效率、THD与输出功率关系曲线
图4 AC线路输入电流波形
图5 输入电压及输出电压纹波波形
4 结语
采用带Tri-fault DetectTM功能的连续模式平均电流型功率因数控制器FAN4810设计的500WPFC升压变换器，工作稳定可靠，AC输入电流谐波被控制在IEC61000-3-2标准限量之内，线路功率因数达0.99－0.995。
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